igbt-modules

Технологии интегральных драйверов IGBT -(IPM)

2011-12-10T11:55:00.000+02:00

Технологии интегральных драйверов IGBT для применений низкой и средней мощности

Рейнхард Герцер (Reinhard Herzer), Маттиас Россберг (Matthias Roßberg), Бастиан Воглер (Bastian Vogler)
Перевод и комментарии: Андрей Колпаков
Интеллектуальные силовые модули (Intellectual Power Module, IPM) широко используются в приводах, источниках питания и многих других преобразовательных устройствах. Диапазон мощностей данных применений достаточно большой: от сотен ватт в миниатюрных приводах до мегаватт в ветроэнергетических установках.

Если не открылась листалка за 20 сек -кликните на ссылку - Free Технологии интегральных драйверов IGBT -

Semikron in Facebook -новая страница

2011-07-13T11:23:00.000+03:00

Появилась новая страница SEMIKRON в сети Facebook.
Надеемся, что обновления на ней будут появляться чаще, чем на англоязычной.
И новости окажутся полезными.

IGBT 2MBI150 -как рвонул-то?

2011-07-13T11:15:00.000+03:00

Модуль 2MBI150
Последствия неправильного включения -разнесло все. а у IGBT-модуля порвало бок.

Но пострадали не только IGBT, но и входной выпрямительный мост:

Ветроэнергетика : преобразователи WindStack для ветрогенераторов

2010-12-25T13:22:00.000+02:00

WindSTACK® - сборка для возобновляемых источников энергии и 4Q-конверторов
Технологии Semikron используются в более чем 50% ветроэнергетических установок по всему миру.
Интеллектуальные модули SKiiP наилучшим образом подходят для использования в ветроэнергетике. Это самые мощные силовые интеллектуальные силовые ключи на рынке, отличающиеся высокой надежностью и отличными техническими характеристиками.
Их применение позволяет разрабатывать преобразовательные устройства различного назначения с плотностью мощности более 12 кВт/л.
Как это сделано? Читайте...

Если не открылась за 20 сек, нажмите сюда - -

Semikron в Запорожье

2010-11-05T08:32:00.002+02:00

Если верить этой информации, то получается, что Запорожье пытается вернуть себе статус "Столицы преобразовательной техники Украины"?? Иначе с чего бы это Андрей Колпаков приезжал?

SEMIKRON в Запорожье

Уважаемые коллеги!

11-го ноября в рамках выставки «ЭНЕРГИЯ 2010» будет проведен семинар, на котором основное внимание будет уделено следующим темам:

«Новые разработки SEMIKRON для применений высокой мощности»

/ Силовые сборки SKiiPRACK/WindSTACK + Модули SEMiX и драйверы SKYPER, V-IGBT /
Андрей Колпаков (старший техн.специалист, ООО СЕМИКРОН, Россия),

"SEMITOP -выгодная альтернатива дискретным полупроводниковым приборам"

Андрей Гладских (бренд-менеджер SEMIKRON, НПП Техносервиспривод)

Время и место проведения :

Начало семинара 11-30 в четверг 11-го ноября с.г. в Конференц-зале в крупнейшем выставочном центре юго-востока Украины «КОЗАК-Палац», который расположен в г.Запорожье на ул.Победы 70 Б.

Если Вы или Ваши сотрудники заинтересованы принять участие, просим сообщить заранее, чтобы обеспечить информационными материалами всех.

Сообщить об участии можно по любым нашим телефонам :
(044) 454 2559, 454 2448, 454 2517,
Е-мейл seminar@semikron.com.ua или
заполнив форму «Написать, позвонить» на сайте www.tsdrive.com

Постараемся ответить на все интересующие специалистов вопросы.

16-Я МЕЖДУНАРОДНАЯ НАУЧНО-ТЕХНИЧЕСКАЯ КОНФЕРЕНЦИЯ СИЛОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА И ЭНЕРГОЭФФЕКТИВНОСТЬ

2010-02-23T13:48:00.003+02:00

16-Я МЕЖДУНАРОДНАЯ НАУЧНО-ТЕХНИЧЕСКАЯ КОНФЕРЕНЦИЯ
СИЛОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА И ЭНЕРГОЭФФЕКТИВНОСТЬ

Посвящается 125-летию со дня основания
Национального технического университета “Харьковский политехнический институт”
Крым, Алушта, 20-25 сентября, 2010

Поэтому принимать участие советуем категорически. Море в это время теплое!!!

Организаторы конференции
Национальная Академия наук Украины
Министерство образования и науки Украины
Отделение физико-технических проблем энергетики НАН Украины
Институт электродинамики НАН Украины
Национальный технический университет “Харьковский политехнический институт”
Национальный технический университет Украины “Киевский политехнический институт”

Секции:
-Приборы и устройства силовой электроники
-Системы управления и контроля преобразователями электроэнергии
-Моделирование в силовой электронике и электроэнергетике
-Приборы и устройства биомедицинской электроники
-Технологии нано- и микроэлектроники
-Подготовка специалистов по электронике и электроэнергетике в высших учебных заведениях

Детальную информацию о конференции Вы сможете получить на сайте конференции www.promelectronika.kharkov.ua/conference

Высокотемпературный MOSFET CHT-PMOS3002

2010-02-22T13:53:00.004+02:00

CISSOID, лидер в области высокотемпературных полупроводниковых решений, представила
VENUS, новое семейство транзисторов для высоких температур : 30V P-канальный -MOSFET

Транзисторы гарантированно работают от -55 ° C до 225 ° C. VENUS
МОП из семейства P-Channel Power CHT-PMOS3002, CHT-PMOS3004 и ТЭЦ -
PMOS3008 рассчитаны на соответственно 2A, 4A и 8 А максимального тока стока.
Они дополняют семейство Saturn N-канальных МОП, представленных компанией в ноябре 2009 года.
Мощные МОП от VENUS имеют відающиеся характеристики на высоких температурах . При 225 ° C, ток утечски по затвору у PMOS3002 остается ниже 50nA, причем его ток стока после выключения всего 10 мкА и задержка времени включения 30ns. Сопротивления в октрытом состоянии и входная емкость семейства нахоятся в диапазоне, соответственно, от 0.4Ω до 1.7Ω и от 150pF до 450pF.

Источник: Electronic Specifier

IGBT модули с мизерной суммарной индуктивностью

2009-11-24T09:12:00.002+02:00

IGBT модули с суммарной индуктивностью выводов 15 нГ

Нюрнберг, 6 Ноября 2009 – SEMIKRON представляет новейшее поколение низкоиндуктивных
1200В модулей SEMITRANS IGBT, предназначенных для использования в преобразователях
мощностью 20 – 300 кВт. Теперь эти модули комплектоваться чипами V-IGBT (Fuji),
аналогичными по своим характеристикам кристаллам Trench 4. Сверхнизкая индуктивность
выводов (15 нГн) обеспечивает снижение уровня переходных перенапряжений, благодаря
чему данные силовые ключи могут применяться при повышенном напряжении на DC-шине.
Кроме этого новые IGBT отличаются более плавной характеристикой переключения и
пониженными динамическими потерями, что позволяет повысить эффективность
преобразования.

В дополнение к уже выпускаемым модулям SEMITRANS с чипами IGBT Trench 4 производства
Infineon, семейство SEMITRANS теперь может комплектоваться 1200 В кристаллами V-IGBT от Fuji. Они будут устанавливаться в 3 типоразмерах модулей трех различных конфигураций, предназначенных для использования в 8 различных диапазонах мощности. Диапазон рабочих токов силовых ключей составляет 150A - 600A. Суммарная индуктивность выводов SEMITRANS 3 и 4 снижена до величины 15 нГн. При типовой скорости переключения IGBT, равной 5000 A/мкс, амплитуда коммутационных перенапряжений составляет при этом всего 75 В. Для силовых ключей аналогичного класса, доступных на рынке, эта величина находится в пределах 90…125 В. Новые модули будут выпускаться в базовых конфигурациях, необходимых для проектирования промышленных преобразователей: одиночные ключи, полумосты и чопперы.
Напряжение изоляции компонентов нового семейства SEMITRANS составляет 4000 В, они
комплектуются 4 типами кристаллов IGBT: IGBT2, IGBT2 fast, IGBT3, IGBT4. Модули SEMITRANS имеют 3 класса рабочего напряжения: 600В, 1200 В и 1700 В, они производятся в 3 типоразмерах корпусов стандартов 34 мм и 62 мм. Выпускается также 6-ключевой SEMITRANS 6 по схеме 3-фазного инвертора, SEMITRANS 5 для построения 3-уровневого инвертора с интегрированным токовым шунтом. В разработке находится SEMITRANS 9 с напряжением изоляции 9 кВ для железнодорожных применений.

NX- серия нового поколения IGBT модулей Mitsubishi Electric

2009-10-22T10:47:00.002+03:00

Mitsubishi Electric выпустила новую NX-серию IGBT модулей, в которых применены IGBT кристаллы 6-го поколения — новейшая разработка этой компании.

Еще в 2007 году Mitsubishi Electric представила новую концепцию корпусов IGBT модулей — NX. Данная концепция основана на применении универсального базового основания (122x62 мм) для модулей с различной конфигурацией выводов и внутренней структурой. В новом поколении кристаллов применена усовершенствованная технология CSTBT (Carrier Stored Trench Gate Bipolar Transistor). Были разработаны и новые обратные диоды (FWDi) с улучшенным соотношением между напряжением (VF) и потерями переключения (Erec). Это позволило оптимизировать общий уровень потерь на модуле. В IGBT модулях на 1200 В при Tj = 125 °C VCE(Sat) = 1,7 В (тип.) и SOA (область безопасной работы) на Vcc = 900 В. В IGBT модулях 17-го класса на 1700 В при Tj = 125 °C VCE(Sat) = 2,2 В (тип.), SOA на Vcc = 1200 В.

Использование IGBT кристаллов нового поколения обеспечивает превосходные характеристики при параллельной работе модулей, а также устойчивость к короткому замыканию более 10 мкс. Максимальная температура IGBT кристаллов Tj(max) увеличена до 175 °C. Общие потери в ШИМ-инверторе примерно на 20% меньше, чем в модулях предыдущего 5-го поколения. Таким образом, выход новой NX-серии 6-го поколения IGBT модулей Mitsubishi Electric является большим шагом вперед на пути повышения эффективности преобразования энергии и сохранения природных ресурсов.

IGBT модули NX-серии обладают повышенной стойкостью к коротким термоциклам, а стойкость к длинным термоциклам (стойкость пайки) более чем в 10 раз превосходит характеристику IGBT модулей предыдущих технологий. Также для защиты по теплу во все стандартные IGBT модули NX встроен изолированный NTC-термистор.

IGBT модули выпускаются различной конфигурации: 2, 6 или 7 транзисторов в одном корпусе, а также в CIB-конфигурации (выпрямитель – инвертер – чоппер). Вся номенклатура модулей серии NX, с номиналами от 35 до 1000 А на 1200 В и от 50 до 600А на 1700В, реализована на двух вариантах основания: 122×62 и 122×122 мм.

IGBT модули 6-го поколения серии NX идеально подходят для применения в общепромышленных преобразователях, сервоприводах, фотоэлектрических инверторах, для которых требуется сочетание невысокой стоимости с высокой технологичностью. Все IGBT модули NX-серии соответствуют требованиям RoHS и сертифицированы по UL. Первые образцы IGBT модулей на 1200 В уже доступны для заказа начиная с июня 2009 года. Сейчас готовится к выходу линейка на 600 В.

Источник : сайт Силовая электроника

IGBT модули в системах защиты

2009-08-13T16:15:00.002+03:00

Защитные цепи IGBT-модулей не смогут защить от идиотизма.
А здоровый смех -МОЖЕТ!
Смотрите видео/аудио ролик выступления Медведа :
Кремлівський карлик Мєдвєдєв розказує Ющенку про напад інопланетян, ржач!

Стандартные IGBT модули в харьковском трамвае

2009-07-23T17:18:00.002+03:00

Наткнулся на обсуждение темы:
Бывает и такое или "новый" старый трамвай для харьковчан
В самом тексте комментариев, кроме матюков, прошло упоминание о "Стандартных IGBT модулях". Но что это конкретнно за модули -выяснить пока не удалось.
В комменте nikodim только и упоминается....

Устройства плавного пуска на IGBT ?? Слухи или да?

2009-06-09T13:53:00.004+03:00

ТО, что плавный пуск асинхронных двигетелей нужен -уже ни у кого не вызывает сомнений! Даже самых ортодоксов кризис научил считать деньги не только на карманные расходы "сегодня", но и планировать необходимые "завтра".
Классически плавные пуски обычно исполнялись параметрическими, либо на тиристорах/тиристорных модулях.
От самых простых, зато доступных каждому бюджету, типа AST, до многофункциональных типа MCD500 Danfoss либо Altistart48 иже с ними..
Но пару раз попадались непроверенные ссылки на софт-стартеры на базе IGBT.
Только внятная документация отсутствовала. Посему, че это за утсройства -непонятно?
Если там полностью управляемые ключи переменного тока (типа Матричного преобразователя), так это, как в фильме "Кавказская пленница" -излишетсва нехорошие.
Если в одну из фаз включают выпрямительный мост последовательно, в диагонали которого стоит IGBT -вроде ничего нового, но вот с демпферами придется помудрствовать. Ведь без них перенапряжения, (о борьбе с ними тут написано)и связанная с ними головная боль.
Короче, пока не увижу схему своими глазами, продолжим считать устройства плавного пуска на IGBT модулях досужими базарами...

Мощный полумостовой драйвер

2008-12-05T08:28:00.002+02:00

Довольно интересный драйвер. Если немного доработать обвеску, то можно
и драйвер управления мощными IGBT-модулями сваять. Выходной ток в импульсе довольно существенным может получиться.

Отличительные особенности:

проходное сопротивление: 16 мОм;
малый собственный ток потребления: 7 мкА;
возможность ШИМ-регулирования с частотой до 25 кГц;
ограничение тока на уровне 43 А;
ключевой режим работы;
отключение при перегреве с фиксацией режима;
запирание при перенапряжениях;
отключение при пониженном напряжении;
стандартные логические входные уровни;
регулируемая скорость нарастания выходного сигнала;
температурный диапазон: −40°C…+150°C;
корпус P-TO-263-7.
Функциональная схема BTS7690B.

Новость обнаружилась здесь, на сайте Радиолоцман.

"Правильное" прочтение DataSheet :Part 2

2008-11-27T16:48:00.045+02:00

Поскольку многие "глянцевые" журналы по нашей тематике избегают открытого размещения в И-нет статей, публикуемых в печатных вариантах(и я их редакции понимаю), мы будем вополнять эти пробелы по мере возможностей.
Взять для примера эту интереснейшую статью:
ОБ УМЕНИИ ЧИТАТЬ DATASHEET «МЕЖДУ СТРОК».
Часть 1 ее размещена здесь... но на часть 2 есть только сылка на то, что такая вторая часть существует. Поэтому пользуясь известной доброжелательностью автора, приводим ниже эту самую Часть 2
ОБ УМЕНИИ ЧИТАТЬ DATASHEET «МЕЖДУ СТРОК». ЧАСТЬ II
Андрей Колпаков, инженер ООО «СЕМИКРОН»

Keywords модуль IGBT, тепловое сопротивление, перегрев, максимальный ток, SKM, SKKE, BSM, MII, SKM800GA176D, FZ600R17KE3, SKKE330F17, BYM600A170DN2, SEMISEL, IPOSIM

Мы продолжаем обсуждение вопросов, связанных с методиками измерения характеристик силовых модулей, принятыми у разных производителей. В предыдущей статье [1] разговор шел о способах определении теплового сопротивления, являющегося важнейшим параметром для расчета перегрева кристалла. На реальном примере мы показали, что разница в значениях Rth для близких по конструкции модулей может объясняться различными способами их измерения. В данной статье мы поговорим о принципах нормирования
предельных электрических характеристик силовых модулей.
В начале нашего разговора напомним о том, сколь значительной может быть разница в характеристиках, вызванная несовпадением методик измерения тепловых параметров. Тепловое сопротивление «корпус–теплосток» вычисляется по формуле Rth(c-s) = dT(c–s)/Р, где dT(c–s) — это разница температур, измеренных на корпусе модуля и на радиаторе, а Р — величина рассеиваемой мощности. Источником неоднозначности в
данном случае является положениетермодатчиков. Как отмечалось в предыдущей статье, в зависимости от конструкции модуля и стандартов, принятых на фирмах-производителях, существует 4 основных метода определения теплового сопротивления (A, B, C, D), различающихся местом установки измерителей температуры.
Таблица 1. Сравнительные тепловые характеристики модулей SKM600GA125D (SEMIKRON) и FZ400R12KS4 (EUPEC)

Тип модуля	R_th(j–c), °С / Вт		R_th(c–s), °C / Вт
Тип модуля	Изм.	Справ	Изм.,Метод "А"	Изм.,Метод "В"	Справ
SKM600GA125D	0,034	0,041	0,038	0,020
FZ400R12KS4	0,039	0,050	0,032	0,018	0,010

В таблице 1 приведены справочные значения тепловых сопротивлений двух близких по конструкции и электрическим характеристикам модулей, производимых компаниями SEMIKRON и EUPEC. Обратите внимание на то, что справочная величина сопротивления «корпус–теплосток » R_th(c–s) различается почти в 4 раза. В то же время при измерении этого параметра в соответствии со стандартными методиками «А» и «В»
разница не превышает 15% [2].
В таблице 2 показаны электрические характеристики сравниваемых модулей, оказывающие основное влияние на мощность потерь, а следовательно, и на температуру перегрева кристаллов. Как видно из таблицы, модуль SEMIKRON имеет несколько большие статические потери, меньшие потери переключения и соизмеримое значение прямого падения напряжения на антипараллельных диодах.

Тип модуля	Ic, A, 25/80 C	V_CEsat, B, 25/125° при 400 A	Eon/Eoff, мДж, 125° при 400 A	VF, B, 25/125° при 400 A	P_IGBT, Вт	P_TOT, Вт	T_JIGBT, °C
Тип модуля	Ic, A, 25/80 C	V_CEsat, B, 25/125° при 400 A	Eon/Eoff, мДж, 125° при 400 A	VF, B, 25/125° при 400 A	Расчет SemiSel IPOSIM
SKM600GA125D	580/400	3,3/4	30/22	2/1,8	297,0	352	83,0
FZ400R12KS4	510/400	3/3,6	38/32	2/1,7	333,8	408	85,8

Таблица 2. Сравнительные электрические характеристики модулей SKM600GA125D (SEMIKRON) и FZ400R12KS4 (EUPEC)
Приведенные характеристики подтверждают, что оба модуля стандартного размера 62 мм находятся в одной «весовой категории». Если пользоваться справочным значением теплового сопротивления Rth(c–s) «корпус–теплосток», не задумываясь о методике его измерения, результаты расчетов, естественно, покажут более высокий нагрев кристаллов модуля SKM600GA125D.
В предыдущей статье мы предположили, что хорошим методом сравнения характеристик силовых модулей в условиях конкретного применения может быть тепловой расчет, выполненный с помощью «фирменного» программного обеспечения. Прежде всего, такие программы полезны для определения мощности потерь. В корректности этих расчетов не приходится сомневаться, так как для них используются классические и проверенные
методики. Главной проблемой, как мы уже убедились, является сопоставление тепловых характеристик.
В данном случае можно использовать программу IPOSIM V6.0b, разработанную EUPEC, а также хорошо известную нашим разработчикам программу теплового расчета и выбора
компонентов SemiSel [3, 4] компании SEMIKRON. Анализ производится для следующих условий эксплуатации:
– напряжение DC-шины VDC 600 В;
– выходное напряжение Vout (для SemiSel) 400 В;
– коэффициент модуляции m (для IPOSIM) 0,9;
– выходной ток (среднеквадрати чное значение) Irms/Iout 200 А;
– рабочая частота fsw 8 кГц;
– температура окружающей среды 40°С.
Фрагмент окна results с результатами вычислений, произведенных программой IPOSIM, приведен на рисунке 1,

а программой SemiSel — на рисунке 2.

Для того чтобы расчеты были максимально сопоставимы, мы уравняли при помощи поправочного коэффициента (Correction factor) тепловое сопротивление Rth(s–a) «радиатор — окружающая среда» модуля SEMIKRON с величиной, установленной для модуля EUPEC (Rthh = 0,05). Полученные значения мощности потерь и температуры кристаллов приведены в последнем столбце таблицы 2. Обратите внимание на то, что величина рассеиваемой мощности для модуля SEMIKRON ниже более чем на 10%, а температура кристаллов IGBT практически совпадает. Причиной этого, очевидно, является некорректная величина Rth(c–h), использованная при вычислениях.
При работе со специализированными программами теплового расчета особое внимание следует уделять точности ввода исходных данных, и в первую очередь — тепловых сопротивлений.
Основой для сравнения должен служить уровень рассеиваемой мощности, определяемый по
сходным методикам, и не зависящий от Rth. При расчете температуры кристаллов следует учитывать методики измерения тепловых характеристик.
У каждого производителя электронных компонентов принята собственная система обозначений, и не стоит сетовать, что они не подчиняются единому стандарту. Разговоры о том, что документация фирмы Х, нормирующей технические характеристики при 80°С, «правильнее», чем у компании Y, определяющей их при 25°С, относятся больше к области психологии, чем к технике. Такие сравнения чаще всего — некорректны.
Например, в качестве номинального указывается постоянный ток коллектора, а много ли вы знаете применений, когда IGBT работает на постоянном токе? Конечно, большинство разработчиков понимает, что цифры, содержащиеся в названии модуля, не эквивалентны его техническим характеристикам, и выбор может делаться только на основании детального расчета мощности рассеяния и температуры перегрева в реальных
условиях эксплуатации.
С 2004 г. компания SEMIKRON использует систему обозначений модулей IGBT [2], в соответствии с которой в таблице «Absolute Maximum Ratings» приводятся данные о максимальном значении постоянного тока коллектора при двух значениях температуры корпуса: 25 и 80°С. Эта мера призвана в какой-то степени смягчить разночтения и облегчить процесс сопоставления модуля с изделиями других производителей.
В технической документации, выпускаемой компанией, следует различать номинальный ток модуля (module nominal current) и кристалла (chip rated current). О том, как пользоваться значениями этих токов для сравнения, будет рассказано далее.
Согласно принятым на SEMIKRON стандартам, для модулей IGBT с напряжением 1200 и 1700 В номинальным током модуля IGBT считается максимально допустимый постоянный ток коллектора при температуре корпуса Tc = 25°С. Значение IC, приведенное в таблице для двух значений температуры, вычисляется математически по следующей формуле:

где VCE(0) — пороговое напряжение
«коллектор–эмиттер». Эта величина определяется по прямой характеристике кристалла, и ее не следует путать с напряжением насыщения V_CEsat;
r_CE — динамическое сопротивление открытого транзистора, также определяется по прямой характеристике;
Tjm — максимальная температура кристалла;
Тс — температура корпуса;
Rthjc — тепловое сопротивление «кристалл–корпус».
Величина максимально допустимого тока модуля зависит от его температуры, теплового сопротивления и характеристик кристаллов.
Значение IC дается в основной таблице «Абсолютные максимальные значения» (Absolute Maximum Ratings) технических характеристик (см. рис. 3a). В справочных данных также приводится график зависимости IC от температуры корпуса модуля TC (см.рис. 3б).

У взятого для примера модуля SKM 400GB126D, изготовленного по технологии Trench, значение максимального постоянного тока коллектора меньше, чем у аналогичного модуля 128 серии с чипами SPT IGBT из-за меньшего размера кристаллов (и, соответственно, большего теплового сопротивления Rthjc). Для SKM 400GB128D в таблице абсолютных значений указано, что ток IC при температуре 25 (80)°С составляет, соответственно,
520 (380) А. Напомним, что технология Trench обеспечивает сверхнизкие потери проводимости, а SPT — оптимальный баланс между потерями проводимости и переключения [6]. Обратите внимание на то, что нормированная и указанная в названии цифра (400) для двух типов силовых ключей одинакова. В обоих случаях она не имеет жесткой связи с каким-либо из справочных значений тока.

В отличие от параметров, приведенных на рисунке 3 и соответствующих предельным «статическим» режимам, динамические характеристики IGBT определяются при номинальном токе кристалла ICnom, как показано на рисунке 4. Значения, включенные в таблицу характеристик модуля, являются более «приближенными к жизни», т.к. отражают реальные условия эксплуатации, соответствующие режиму переключения.
Значение параметра ICnom, определяющего номинальный ток кристалла, задается производителем чипов, и оно никак не связано со способом корпусирования и типом корпуса. Основные статические и динамические характеристики IGBT модулей в документации SEMIKRON и ряда других производителей нормируются именно при номинальном токе кристалла. В реальных условиях эксплуатации
эти величины являются исходными данными для тепловых расчетов, вместе с тепловыми сопротивлениями они определяют максимально достижимый ток модуля. В соответствии с принятой системой обозначений значение ICnom указывается для всех модулей SEMIKRON, характеристики которых доступны в каталогах и на сайте фирмы www.semikron.com. Для будущих поколений модулей IGBT именно эту величину планируется использовать в обозначениях элементов. Это необходимо для того, чтобы максимально упростить сопоставление параметров модулей европейских производителей.
Параметр ICRM (повторяющийся пиковый ток коллектора) у большинства производителей установлен равным двойному значению номинального тока коллектора ICRM = 2ICnom. Значение ICRM определяется производителем чипов при заданной длительности импульсов (как правило, 1 мс) и максимальной температуре кристалла Tjm. Естественно, что модуль может выдерживать и большие токи при меньших длительностях.
В любом случае главным ограничением является пиковая температура кристалла, определяемая при помощи динамического теплового импеданса.
Все описанные принципы нормирования характеристик справедливы и для антипараллельных диодов SEMIKRON в отношении параметров IF, IFnom и IFRM. Ряд производителей (например, EUPEC/Infineon и FUJI) используют номинальное значение тока кристалла как нормированную величину для обозначения своих модулей.
Абсолютные максимальные характеристики модуля FF 300R12KE3, в обозначении которого указан ток ICnom, показаны на рисунке 5.

Предельный постоянный ток коллектора модуля (DC-collector current) в данном случае определяется номинальным током кристалла, не зависящим от теплового сопротивления.
Приведенные примеры наглядно поясняют, почему модули SEMIKRON и EUPEC имеют разные нормированные значения тока и разные справоные значения предельного постоянного тока коллектора даже в случае использования одинаковых чипов (обе фирмы применяют при производстве модулей кристаллы IGBT, производимые Infineon и ABB). Очевидно, что умение сравнивать номинальные и предельные токи силовых модулей и разбираться в методиках определения тепловых сопротивлений необходимо при сравнении технических характеристик или поиске замены. Однако не менее важно и уметь сопоставлять параметры, непосредственно влияющие на потери мощности: напряжение насыщения и энергию потерь. С первой составляющей все достаточно ясно:
значение напряжения насыщения должно определяться по графику VCEsat = f (IC). Вторую характеристику (энергия потерь переключения Eon/Eoff) разработчики берут из соответствующих таблиц и корректируют с учетом кривых Eon/off = f(IC), Eon/off = f(Rg), но зачастую также не учитывают условий измерения данного параметра.

Обратите внимание на фрагменты таблиц динамических параметров модулей FZ 600R17KE3 (EUPEC) и SKM 800GA176D (SEMIKRON), приведенных на рисунке 6. Мы использовали для примера данные элементы, так как в них установлены одинаковые кристаллы IGBT. При этом совершенно непонятно, как значение энергии потерь может столь сильно различаться: Eon/off = 200/190 для модуля EUPEC и 335/245 —
для модуля SEMIKRON. Причина оказывается простой и очевидной:
SEMIKRON нормирует динамические характеристики при предельном напряжении «коллектор–эмиттер» VCC = 1200 В, а EUPEC использует при измерениях максимальное напряжение шины постоянного тока VCE = 900 B. Для расчета потерь переключения рекомендуется следующее выражение, учитывающие отклонение значений рабочего тока Iout и напряжения шины питания Vin от нормированных величин (Iref, Vref):

Величина показателя степени kv составляет 1,4; соответственно, интересующий нас коэффициент пересчета в данном случае равен (1200/900)^1,4 ~ 1,5. Произведя простейший расчет, вы можете убедиться, что значение энергии потерь у рассматриваемых модулей практически совпадает.
Метод обозначений, используемый компанией Mitsubishi, несколько отличается от описанных выше. Как и в предыдущем случае в названии модулей компании указывается величина номинального тока кристалла (см. рис. 7) при температуре корпуса TC = 80°С. В свою очередь значение TC для номинального тока вычисляется на основе теплового сопротивления Rth(j–c) «кристалл–корпус».
Однако температура корпуса измеряется в данном случае по методике, принципиально отличающейся от той,которая принята у европейских производителей. Именно об этом говорится в примечании: «TC, Tf measured point is just under the chips» — температура корпуса и радиатора измеряется в отверстии радиатора под кристаллом.
Различные методы измерения температуры обусловливают и разницу в значениях тепловых сопротивлений.
Вопросы, касающиеся положения контрольных точек измерения температуры и способов нормирования тепловых сопротивлений модулей, мы достаточно подробно обсудили в предыдущей статье.

Рис. 8. Нормирование «абсолютного максимального u231 значения» тока коллектора и
напряжения насыщения для модуля GA200TD120U (International Rectifier)

Среди американских компаний также нет единого мнения относительно принципа формирования системы обозначений. Один из самых распространенных до недавнего времени способов нормирования параметров использует фирма International Rectifier. В названии модулей IGBT IR приводится значение постоянного тока коллектора, вызывающего нагрев кристалла до 125°С при температуре корпуса 25°С (см. рис. 8). При
нормирования динамических характеристик IR указывает не номинальный ток кристалла, а тот же постоянный ток IC, определенный при 25°С, что еще больше затрудняет сравнительный анализ.

На рисунке 9 показаны аналогичные фрагменты таблиц абсолютных максимальных значений и динамических параметров для модуля MII 200-12A4 другой известной компании IXYS. Обратите внимание на то, что этом случае система обозначений близка к концепции, используемой SEMIKRON: приводятся значения максимального постоянного тока для
температуры корпуса 25 и 80°С (IC25, IC80), импульсного тока при tp = 1 мс, а напряжение насыщения определяется при номинальном токе IC = 150 А. При этом цифра, указанная в названии модуля (200), не имеет жесткой связи с каким-либо из справочных значений. Поскольку американские компании не предлагают специализированных
вычислительных средств (программа IR HEXRISE не позволяет определять перегрев кристаллов в реальных условиях эксплуатации), для сравнения компонентов этих фирм необходимо производить тепловой расчет с помощью соответствующих методик [7, 8]. К сожалению, корректность такого анализа вызывает сомнения, поскольку метод измерения тепловых сопротивлений в документации IR и IXYS не указывается.
Обсуждая способы нормирования предельных характеристик силовых ключей, нельзя не отметить проблемы, касающейся сравнения параметров диодных модулей, особенно быстрых, используемых в качестве оппозитных диодов IGBT. Практика показывает, что и здесь путаницы ничуть не меньше.

На рисунке 10 приведены фрагменты таблиц технических характеристик быстрых диодов SKKE 330F17 (SEMIKRON) и BYM 600A170DN2 (EUPEC), имеющих рабочее напряжение 1700 В. Обратите внимание на то, что для модуля SEMIKRON приведено среднеквадратичное значение прямого тока IFRMS = 450 A без ссылки на температуру и значение среднего выпрямленного тока IFAV = 330 A при TC = 70°C. Для изделия EUPEC дается величина постоянного тока при двух значениях температуры корпуса IFDC = 600/400 A (25/80°C). Как же можно сопоставить предельные возможности данных элементов? Забегая вперед, скажем, что в обоих модулях, имеющих одинаковый корпус, использовано параллельное соединение 8 кристаллов, причем в SKKE 330F17 установлены более мощные чипы. В результате максимальный ток диода SEMIKRON должен быть несколько больше, особенно если учесть, что тепловое сопротивление Rthjc модуля SEMIKRON меньше (0,079 против 0,09). Об этом свидетельствуют и показатели тока перегрузки I2t (135000 против 96800 A2s).

По убеждению автора, сравнение, как и в предыдущих случаях, должно производиться на основе сопоставления характеристик, непосредственно влияющих на мощность потерь. Для диодов это в первую
очередь прямое падение напряжения VFmax и заряд обратного восстановления Qrr. Используя такую методику, мы получаем однозначный ответ. Сравнительные характеристики приведены в таблице 3. При близких динамических параметрах потери проводимости модуля SKKE 330F17 ниже примерно на 10%.
Для точного вычисления максимального значения тока диода IF(AV) можно воспользоваться приведенным выше выражением, модифицированным по отношению к характеристикам диодов:
В данном примере при VTO =
= 1,5 В; rT = 1,9 мОм, Rthjc(DC) =
= 0,079 °С/Вт, Tvjmax = 150°C, допустимая величина прямого тока SKKE330F17 при температуре 25°С и
80°С:
– IF25 = 600 A;
– IF80 = 400 A.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Как уже неоднократно отмечалось ранее, понимание физического смыслапараметров силовых модулей является обязательным для специалистов, работающих в сфере силовой электроники. Для того чтобы особенности «фирменных» методик не порождали ошибок при расчетах, уважающий себя разработчик должен не только пользоваться характеристиками, приводимыми в технической литературе, но и уметь корректировать их с учетом условий измерения и «адаптировать » к реальным режимам работы. Сравнение элементов, выпускаемых различными фирмами, только на основании цифр, указанных в обозначении модулей, является совершенно недопустимым. При этом трудно ожидать, что когда-нибудь мировые производители, работающие в разных странах и на разных рынках, приведут свою документацию к единому стандарту. Необходимо учитывать принципы формирования системы
обозначений, методику измерения параметров, и не тратить время на бесполезные споры о том, документация какой фирмы является более удобной или правильной. Для предварительного сопоставления модулей можно использовать значение номинального тока кристалла ICnom, при котором нормируются динамические характеристики модуля. Окончательное решение о выборе или замене силового ключа может быть принято только
на основании теплового расчета. Процесс выбора, сравнения и поиска замены достаточно подробно описан в [7]. Наиболее корректными инструментами для выбора элементов, расчета рабочих режимов и сравнения результатов на наш взгляд являются программы автоматического теплового расчета.
Программы IPOSIM и MelcoSIM есть на сайтах www.eupec.com и www.mitsubishichips.com, соответственно.
Новую локальную версию программы SemiSel V3.0, доступной в интерактивном режиме на сайте www.semikron.com, можно получить у официальных дистрибьютора SEMIKRON
или в центрах технической поддержки SEMIKRON в С-Петербурге и Новосибирске.
//На настоящее время появилась новая версия программы SEMISEL 3.1, о которой можно прочитать в архиве//
ЛИТЕРАТУРА
1. Колпаков А.И. Контрольная точка или как читать datasheet «между строк» //«Электронные компоненты» №6, 2005 г.
2. Freyberg Martin, Scheuermann Uwe. Мeasuring Thermal Resistance of Power Modules. SEMIKRON International. PCIM Europe, May 2003.
3. Grasshoff T. Explanation of different currents in the SEMIKRON IGBT datasheets. SEMIKRON International.
4. Колпаков А.И. Программа теплового расчета SEMISEL//«Компоненты и технологии» №9, 2002г.
5. Колпаков А.И. Принципы работыи особенности программы теплового расчета SEMISEL//«Электронные компоненты» №6, 2004г.
6. Колпаков А.И. SEMITRANS —один в пяти лицах//«Компоненты и технологии» №8, 2003г.
7. Колпаков А.И. MELCOSIM?IPOSIM? SEMISEL! О выборе и замене модулей IGBT//«Силовая электроника» №1, 2005 г.
8. Колпаков А.И. Особенности теплового расчета импульсных силовых каскадов//«Компоненты и технологии» №1, 2002 г.

Technorati Tag модуль IGBT, тепловое сопротивление, перегрев, максимальный ток, SKM, SKKE, BSM, MII, SKM800GA176D, FZ600R17KE3, SKKE330F17, BYM600A170DN2, SEMISEL, IPOSIM

Появилась статья: Подключение сигнальных цепей в мощных преобразовательных устройствах

2008-11-13T12:48:00.010+02:00

Подключение сигнальных цепей в мощных преобразовательных устройствах
А. Колпаков
Новости Электроники 15, 2008
Keywords IGBT Driver SKYPER управление затвор драйвер

В статье даются рекомендации по трассировке цепей управления, соединяющих контроллер, драйвер и выводы IGBT. Следование этим несложным правилам поможет разработчикам решить ряд основных вопросов, возникающих при проектировании силовых преобразователей.
Данная статья заканчивает цикл материалов [1], посвященных проблемам управления изолированным затвором MOSFET/IGBT. В предыдущих публикациях мы рассматривали методики расчета режимов работы драйвера и выбора элементов затворной цепи.

Статья опубликована на известном сайте "Радиолоцман":

Переходите и читайте......

IGBT technologies : текущее состояние и перспективы

2008-11-07T18:15:00.055+02:00

Как и обещал ранее, размещаем обзор (2007г.)

Технологии IGBT: текущее состояние и перспективы
Андрей Колпаков, инженер ООО «СЕМИКРОН»
e-mail: Аndrey.Kolpaкov@semiкron.com

Annotation – short overview of the current and future IGBT technology, analysis of the static and dynamic behaviour for different types of IGBT

Keywords – IGBT modules, IGBT technology, static behaviour, dynamic behaviour, SPT, NPT, TRENCH 4, Hyperfast
ВВЕДЕНИЕ
В технической литературе часто можно встретить заключения авторитетных специалистов о том, что технология IGBT себя изжила, все параметры доведены до физических пределов, значительных улучшений не предвидится. Однако практика последних лет показывает, что как только таких мнений становится достаточно много, обязательно появляется очередная идея, приводящая к новому качественному скачку в технологии этих чрезвычайно популярных силовых ключей. Данный процесс идет по спирали, и мы видим, что даже эволюционные изменения, подчас связанные с небольшой доработкой структуры или появлением нового слоя, приводят к существенному улучшению характеристик. В предлагаемой статье дается краткий обзор существующих поколений IGBT и приводится информация о новых технологиях, которые придут к нам в ближайшем будущем.
//Изменения, происшедшие в 2008-м году будут добавляться по ходу дела. Прим.ред//
//Исправления корявостей в тексте (таблицы) тожею прим.ред//
ОБЩИЕ ПОЛОЖЕНИЯ

Рис. 1. Триада компромиссных требований

Постоянные улучшения, вносимые в процесс изготовления кристаллов, писк новых технологических решений и совершенствование существующих процессов, приводят к непрерывным эволюционным изменениям характеристик силовых ключей. Революционные инновации связаны в первую очередь с технологиями тонких пленок, применение которых позволяет не только повысить экономическую эффективность производственных процессов, но и создавать IGBT с принципиально новыми свойствами. В первую очередь здесь имеются в виду ключи с симметричной пробойной характеристикой (RB IGBT – Reverse Blocking IGBT) и ключи с функцией обратной проводимости (RC IGBT – Reverse Conducting IGBT), об их основных особенностях мы поговорим во второй части статьи. Разработкой кристаллов подобного типа занимаются ведущие мировые поставщики чипов: Infineon, ABB, Mitsubishi.
Характеристики «идеального» транзистора, к которым стремятся производители кристаллов, подразумевают удовлетворение трем основным требованиям, показанным в виде «триады компромиссов» на рисунке 1. Для того чтобы электронный релейный элемент мог считаться «почти идеальным» он, в первую очередь, должен иметь близкие к нулевым потери проводимости, которые определяются сопротивлением открытого канала Rdson для MOSFET или напряжением насыщения V_CEsat для IGBT. В то же время, транзистор должен выдерживать высокое обратное напряжение VCE в выключенном состоянии и иметь минимальные потери выключения Eoff.
Соотношение характеристик V_CEsat, VCE и Eoff и оп-ределяет в основном уровень IGBT, как биполярного силового ключа. Для униполярной MOSFET структуры в качестве основного критерия используется соотношение Rdson и обратного напряжения V_DSS. Естественным третьим параметром, от которого зависит надежность и безопасность работы транзистора во всех режимах, является область безопасной работы ОБР (или SOA – Safe Operating Area). Эта характеристика должна обеспечиваться в 3 основных режимах, соответственно она имеет 3 составляющих: ОБР в состоянии проводимости (FBSOA – Forward Biased SOA), в выключенном состоянии (RBSOA – Reverse Biased SOA) и при коротком замыкании (SCSOA – Short Circuit SOA).

НЕСКОЛЬКО СЛОВ О «СТАНДАРТНЫХ» IGBT
Однозначно определить термин «стандартная технология» в применении к современной силовой электронике достаточно сложно. Развитие технологий полупроводников происходит столь быстро, что мы подчас не успеваем заметить, когда новое становится стандартным, а стандартное – устаревшим. Однако возьмем на себя смелость назвать стандартной технологию производства IGBT с применением эпитаксиальных пленок, тем более что это недалеко от истины. Напомним, что эпитаксиальная технология, до сих пор применяемая при производстве IGBT и называемая также PT (Punch Through), имеет следующие недостатки:
• ограниченная область безопасной работы: полный ток допускается при напряжении VCE, не превышающем 80% от номинального значения для снижения вероятности защелкивания;
• возможность «защелкивания» при предельных рабочих токах, связанная с наличием паразитной триггерной структуры (во всех современных IGBT паразитная структура практически подавлена);
• протяженный и зависящий от температуры «хвост» тока (tail current), результатом чего являются высокая энергия потерь при выключении Eoff. «Хвостом» называется остаточный ток коллектора биполярной части IGBT, возникающий из-за рассасывания носителей в области базы после запирания транзистора;
• отрицательный температурный коэффициент напряжения насыщения, приводящий к статическому разбалансу токов при параллельном соединении.

Относительно новым «стандартом», широко применяемым многими производителями (особенно для быстрых IGBT), является технология NPT (Non Punch Through). При изготовлении чипов NPT (см. рис. 2а) используется однородный диффузионный n- слой под-ложки толщиной около 200 мкм. На нем располагается планарный затвор, а биполярный PNP транзистор формируется с помощью добавления слоя p+ в основании базы. Описанная гомогенная структура лишена недостатков PT IGBT, в частности она имеет высокую стойкость к короткому замыканию, положительный температурный коэффициент напряжения насыщения и прямоугольную область безопасной работы RBSOA. Возможность защелкивания в NPT IGBT исключена для всех значений рабочих токов вплоть до тока ко-роткого замыкания. Однако для обеспечения высокой стойкости к пробою такая структура должна иметь широкую область подложки, следствием чего является сравнительно большое значение напряжения насыщения.
На базе NPT разработано несколько новых типов кристаллов, применяемых при производстве современных модулей. Прежде всего, это SPT и Trench, предлагаемые основными поставщиками чипов IGBT для рынка силовой электроники: ABB и Infineon. Такие кристаллы используют ведущие европейские производители компонентов для силовой электроники – SEMIKRON и EUPEC.
Основными параметрами, по соотношению которых определяются частотные свойства кристалла IGBT, его «специализация», являются напряжение насыщения, заряд затвора и энергия переключения. Каждый из упомянутых выше типов IGBT имеет свои преимущества с точки зрения области применения. На рисунке 2 показано строение кристаллов IGBT, производимых по технологиям NPT, SPT, Trench, а их типовые характеристики приведены в таблице 1.

Рис. 2. Особенности строения кристаллов NPT, SPT, Trench-FS IGBT

Чипы SPT содержат дополнительный буферный n+ слой, расположенный между подложкой и p+ областью коллектора. Буферный слой повышает стойкость транзистора к пробою, опасность которого возрастает из-за уменьшения толщины подложки. Благодаря меньшей толщине чипа у SPT транзисторов снижены потери проводимости.
Модули SPT имеют оптимизированные характеристики выключения: линейное нарастание напряжения при выключении, более плавный переходный процесс, меньший уровень перенапряжения, сокращенный «хвост» тока. Энергия переключения SPT-IGBT, как правило, ниже, чем у модулей, выполненных по NPT технологии. Площадь кристалла и тепловые характе-ристики обоих типов IGBT соизмеримы.
При изготовлении Trench-FS (Field Stop) транзисторов также используется буферный n+ слой в основании подложки, как показано на рисунке 2с. Однако у этого типа кристаллов затвор выполнен в виде глубокой канавки (trench) в теле подложки. Такая структура затвора в сочетании с модифицированной конструкцией эмиттера позволяет оптимизировать распределение носителей в области подложки. В результате напряжение насыщения транзисторов Trench-FS оказывается на 30% ниже, чем у NPT, а площадь кристалла – меньше почти на 70%. Соответственно, технология Trench-FS позволяет получить большую плотность тока. «Платой» за все описанные улучшения является повышенное тепловое сопротивление и заряд затвора. Стоимость изготовления кристаллов Trench несколько выше, чем SPT, однако для их производства требуется меньше кремния, что нивелирует разницу в цене

Таблица 1. Основные характеристики типов IGBT (на примере модулей SEMIKRON)
Параметр, условия измерения		UltraFast (125)	Trench (126)	SPT (128)
VCEsat, В	Tj=25 C	3,3	1,7	2,0
	Tj=125 C	4,1	2,0	2,3
Темп.коэфф VCEsat	Tjmin - Tjmax	положительн	положительн	положительн
Etot, мДж	Tj=125 C, Ic = 100 A	15	25	21
Qg, нКл	Ic = 100 A	1000	700	1000
	Sck = 100 mm²	620	700	620

V_CEsat – напряжение насыщения;
Etot – общая энергия переключения;
Qg – заряд затвора;
Tj – температура кристалла;
IC – ток коллектора;
Sch – площадь кристалла.

Технологии изготовления SPT и Trench являются на сегодняшний день наиболее отработанными, их преимущества перед стандартными IGBT очевидны. Применение Trench-FS позволяет получить сверхнизкие потери проводимости, а SPT обеспечивают хороший компромисс характеристик проводимости и переключения. Оба типа модулей IGBT характеризуются высокой стойкостью к короткому замыканию (КЗ) и обладают эффектом самоограничения тока коллектора на уровне, не превышающем 6-кратного номинального значения. В результате этого существенно снижается уровень перенапряжений при мгновенном срабатывании защиты от КЗ.

Рис. 3. Зависимость максимального тока (среднеквадратичное значение) от частоты для различного типа кристаллов IGBT

На рисунке 3 приведена зависимость максимально допустимого тока 3-фазного инвертора от частоты ШИМ для разного типа кристаллов IGBT. Условия эксплуатации и тепловые режимы, при которых были сделаны расчеты тока, также показаны на рисунке. Вычисления и построение графиков производились с помощью программы теплового расчета SEMISEL, разработанной специалистами SEMIKRON и доступной на сайте http://semisel.semikron.com/

HYPERFAST IGBT
До сих пор самыми «быстрыми» IGBT считались транзисторы серии WARP II, разработанные компанией International Rectifier и способные по своим динамическим свойствам заменить в некоторых применениях MOSFET. Однако такие компоненты выпускаются только в дискретных корпусах и предназначены для диапазона малых токов. Высокочастотные модули IGBT до настоящего времени изготавливались по технологии UltraFast NPT.

Рис. 4. А – зависимость мощности потерь от частоты для различных классов быстрых IGBT, В – соотношение прямого падения напряжения и заряда обратного восстановления для диодов Turbo 2

В конце 2005 года компанией SEMIKRON было объявлено о начале производства сверхбыстрых модулей IGBT семейства HyperFast, предназначенных для работы на частотах свыше 30 кГц. Модули серии 067 с рабочим напряжением 600 В в конструктиве SEMITOP, , рассчитанные на применение в диапазоне мощности до 20 кВт, уже появились в производственной программе компании. Они выпускаются в различ-ных конфигурациях, включая полумосты, чопперы и однофазные мосты, номинальный ток в зависимости от типа корпуса находится в диапазоне от 45 до 83 А.
Как показывают графики зависимости мощности потерь от частоты переключения, приведенные на рисунке 4а, преимущества модулей HyperFast наиболее ярко проявляется на частотах выше 30…40 кГц. На меньших частотах их применение нецелесообразно из-за достаточно высоких потерь проводимости. Прямое падение напряжения V_CEsat для ключей 067 серии составляет примерно 2,7 В при номинальном токе, зато энергия переключения у них снижена почти на 30% по отношению к компонентам класса UltraFast NPT.
Чтобы добиться максимальной эффективности применения модулей HyperFast на высоких частотах, компанией SEMIKRON было разработано новое поколение сверхбыстрых антипараллельных диодов, названных Turbo 2. На рисунке 4b приведена характери-стика, определяющая соотношение прямого напряжения VF и заряда обратного восстановления Qrr для компонентов данного класса. По сравнению с диодами серии CAL предыдущего поколения величина Qrr снижена в 3 раза, значение пикового тока обратного восстановления IRRM – почти в 2 раза при одновременном уменьшении VF на 25…30% (при температуре кристалла 125С)!

IGBT SPT+
Новость о появлении нового поколения модулей SEMIKRON SEMiX с кристаллами SPT+ [4] стала, пожалуй, самой интересной на выставке PCIM-2006, проходившей в Нюрнберге с 28 мая по 1 июня. Если заявленные характеристики данного класса IGBT окажутся реализованными, то у разработчиков впервые появятся по настоящему универсальные модули, способные одинаково хорошо работать во всем диапазоне приводных частот.
Усовершенствованная технология производства кристаллов IGBT, названная SPT+, была разработана компанией АВВ в 2005 году, а в начале 2006 года кристаллы стали доступны для коммерческого применения. Доработка базовой технологии SPT заключается в оптимизации элементов структуры, отвечающих за распределение носителей заряда в области n- подложки. Данное усовершенствование позволило улучшить электрические характеристики ключей и одновременно уменьшить размер чипов. Кристаллы SPT+ обеспечивают более плавный характер переключения и имеют большую стойкость к dI/dt в режиме выключения при меньшем напряжении насыщения.
Снижение dI/dt в номинальных режимах, достигнутое благодаря модификации структуры чипа, позволяет уменьшить уровень перенапряжений на DC-шине и улучшить электромагнитную совместимость, что особенно важно для высокочастотных применений. Сравнительные характеристики базового и нового модулей, в каждом из которых использовано параллельное соединение 3 кристаллов с номинальным то-ком 100 А, приведены в таблице 2.

Таблица 2. Сравнительные характеристики SPT и SPT+ IGBT
Параметры SPT (128) SPT+ (S2)
Напряжение насыщения
VCEsat @ 25/125C, B 1,9/2,1 1,6/1,8
Энергия потерь Eon + Eoff,
мДж @ 100 A 17,5 17,8
Макс. допустимая ско-рость
изменения dI/dtmax, А/мкс 5250 5600
Размер кристалла @ 100 А, мм2 158 134
Тепловое сопротивление Rthjc
@ 100 А, C/Вт 0,17 0,19
Плотность тока, А/см2 85 96

На рисунке 5 показаны эпюры, демонстрирующие разницу в динамических свойствах базового и нового кристаллов. Как видно из графиков, использование модулей SPT+ позволяет при тех же значениях резистора затвора RG получить меньшее значение скорости выключения dI/dt и пикового тока восстановления ICmax, результатом чего является меньшее перенапряжение на шине звена постоянного тока и более высокая надежность работы в динамических режимах.

Рис. 5. Динамические свойства SPT и SPT+ при различных значениях резистора затвора Rg

Предельная рабочая температура кристаллов SPT+ составляет 175С, что означает увеличение запаса по предельному току на 20…25%. Кроме пониженного уровня статических и динамических потерь, новая технология имеет еще одно уникальное свойство: кристаллы SPT+ обладают способность к т.н. самоограничению (self-clamping) напряжения на коллекторе, как показано на рисунке 6. Т.о. SPT+ являются первыми низковольтными IGBT, способными поглощать ограниченную энергию лавинного пробоя (Avalanche Energy). До сих пор эта характеристика была присуща только технологиям MOSFET, о свойстве самоограничения также было заявлено для новых высоковольтных модулей ABB с рабочим напряжением 2,5…4,5 кВ.
Для повышения экономической и технической эффективности преобразовательной техники современные разработчики стараются использовать силовые ключи в пиковых режимах, оставляя все меньше «запаса» по предельным характеристикам, будь то температура кристалла или напряжение питания. Именно поэтому повышение плавности процесса переключения и снижение уровня перенапряжений так важно для силовых модулей. В этой связи возможность самоограничения обеспечивает еще большую надежность работы в динамических режимах.

Рис. 6. Самоограничение напряжения на коллекторе SPT+

Специалистами компании SEMIKRON были проведены специальные исследования с целью определения стойкости к пробою различных технологий IGBT. В левой части рисунка 6 показана зона допустимых значений энергии лавинного пробоя и уровень напряжения ограничения для кристаллов Trench и SPT с рабочим напряжением 1200 В. Как видно из рисунка, уровень Eav для нового поколения кристаллов повы-шен почти на порядок по сравнению с технологией Trench 3.
На рисунке 6b приведены эпюры, полученные при отключении модуля SPT+ с номинальным током 600 А, работающего на индуктивную нагрузку без оппозитного диода. Измерения были проведены при следующих условиях: ток отключения – 600 А, напряжение на шине питания – 600 В, индуктивность нагрузки – 10,2 мкГн. Как показывает график VCE (синяя эпюра), напряжение на коллекторе достигает значения примерно 1450 В и далее ограничивается на время спада тока коллектора. Описанное свойство новых кристаллов является очень полезным, обеспечивающим больший запас по надежности. Однако не следует забывать, что уровень ограничения находится за границами предельных режимов работы, превышение которых должно быть исключено на этапе проектирования.
Инженерные образцы модулей SEMiX серии 12S2 с кристаллами SPT+ и техническая документация стала доступна летом 2006 года. Пробная серия должна быть выпущена в октябре, тогда же закончатся квали-фикационные испытания. До конца 2006 года должны появиться и модули серии 17S2 с рабочим напряжением 1700 В. Компания SEMIKRON планирует выпускать силовые ключи серии 12S2 в корпусе SEMiX 13 (3-х фазный мост) с током 70…450 А, рабочий ток полумостовых модулей в корпусах SEMiX 2…4 будет находиться в диапазоне 150 до 600 А. Полумосты с напряжением 1700 В серии 17S2 предполагается производить на ток от 150 до 600 А.

К концу 2006 года также планируется выпуск новых антипараллельных диодов CAL4, которые будут использоваться совместно с SPT+ IGBT. Они рассчитаны на эксплуатацию при температуре до 175С, а предельный ток CAL4 должен быть на 40% выше, чем у используемых в настоящее время серий аналогичных элементов. Сравнительные характеристики антипараллельных диодов SEMIKRON, определяющие соотношение заряда обратного восстановления Qrr и прямого падения напряжения VF, приведены на ри-сунке 7.

IGBT TRENCH 4
Модули IGBT в стандартных конструктивах еще долго будут востребованы рынком, поэтому над их модернизацией работают практически все фирмы - изготовители. В производственной программе SEMIKRON семейство стандартных IGBT модулей носит название SEMITRANS, а сами корпуса называются SEMITRANS 1…4 для одиночных и полумостовых конфигураций и SEMITRANS 6, 7 для 3-х фазных мостов.
Технология Trench IGBT 3 поколения, используемая при производстве модулей SEMIKRON 126 и 176 серий, обеспечивает сверхнизкие статические потери. До недавнего времени характеристики проводимости этих ключей считались одними из лучших в своем классе, а сами модули были предназначены для использования в низкочастотных применениях.
Усовершенствованная технология Trench 4 поколения, разработанная Infineon, позволяет расширить область рабочих частот, улучшить электрические параметры силовых ключей и одновременно уменьшить размер чипов. Доработка прежней Trench технологии заключается в оптимизации вертикальной структуры чипа, позволившей существенно снизить потери переключения. С появлением модулей серии Т4 название Trench IGBT перестало быть синонимом низкочастотных ключей. Теперь наравне с SPT+ эти элементы претендуют на звание универсальных, широкополосных.
Сравнительные характеристики Trench IGBT 3 и 4 поколения, а также модулей 128 серии, производимых по технологии SPT с планарным затвором, приведены в таблице 3. Некоторое увеличение теплового сопротивления Т4 (как и SPT+) и напряжения насыщения является неизбежной платой за снижение размера кристалла.

Таблица 3. Сравнительные характеристики Trench 3 и Trench 4
Параметры Trench 3 (126) Trench 4 (Т4)
Напряжение насыщения
VCEsat @ 25/125C, B 1,7/2,0 1,85/2,2
Энергия потерь Eon + Eoff
@ 100 А, мДж 25,6 17,8
Заряд затвора Qg
@ 100 А, нКл 800 700
Относительный размер кристалла
при номинальном токе, % 85 70
Тепловое сопротивление
Rthjc @ 100 А, С/Вт 0,24 0,27

Ниже перечислены основные преимущества Trench 4 по сравнению с IGBT предыдущих поколений:
• меньше размер кристаллов;
• плотность тока повышена до 125A/см²;
• энергия выключения снижена на 30%;
• меньше удельный заряд затвора;
• предельная температура кристалла повышена 175ºC, увеличение запаса по предельному току на 20…25%;
• более плавный характер переключения (скорость выключения dI/dt снижена примерно на 22%).
Как и SPT+ модули новой серии Trench имеют более плавный характер переключения и меньшие динамические потери.
Компоненты серии T4 с кристаллами Trench 4 IGBT будут производиться в полумостовой конфигурации GB на ток от 50 до 400 А, а в виде одиночных ключей GA – на ток 400 и 600 А. Инженерные образцы модулей SEMITRANS серии 12T4 с кристаллами Trench 4 должны быть доступны в конце 2006 года.//Уже доступны. прим.ред //

ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Для технологов и производителей чипов термин IGBT означает единичную структурную ячейку шириной несколько микрон на кремниевом чипе. Для, пользователей, разработчиков изделий силовой электроники, транзистор или модуль IGBT – это, прежде всего, силовой ключ в изолированном или неизолированном корпусе, обладающий набором определенных параметров. Кроме электрических характеристик нас интересует ОБР ключа, его надежность, устойчивость к внешним воздействиям, а также функциональная полнота, если речь идет об интеллектуальных силовых модулях.
Вопросы технологии производства чипов, как правило, затрагивают только самых пытливых пользователей, однако они все сильнее вторгаются в нашу жизнь. Например, повсеместное принятие экологических директив, в частности отказ от применения свин-ца требуют кардинального изменения многих технологических процессов. Особенно это касается тонкопленочных технологий, где требуется разработка новых материалов металлизации. Именно растущие экологические требования привели к появлению т.н. «граничных» технологий IGBT, в частности субмикронной планарной (submicron-rule planar gate IGBT), которая возможно станет одной из базовых технологий будущего.
Как уже было сказано в начале статьи, развитие технологий IGBT идет по спирали. Вот основные эта-пы, пройденные на пути совершенствования этих уникальных силовых ключей:
• 1978: запатентована структура IGBT;
• 1986: разработана двухслойная эпитаксиальная технология PT-IGBT (планарный затвор DMOS);
• 1988: разработана тонкопленочная технология NPT-IGBT (n- подложка, планарный затвор);
• 1996: разработана технология PT-IGBT (затвор Trench);
• 1999: разработана технология Trench FS-IGBT;
• конец 90-х: разработана технология RB-IGBT;
• 2000: разработана технология SPT-IGBT (пла-нарный затвор);
• 2001: разработана технология PT-CSTBT (за-твор Trench);
• 2004: разработана технология LPT-IGBT (LPT-CSTBT) и RC-IGBT;
• 2005/2006: разработаны технологии SPT+ IGBT (планарный затвор) и Trench 4 IGBT (затвор Trench);
Информация, представленная в статье, еще раз подтверждает наш тезис о том, что путь совершенствования Биполярных Транзисторов с Изолированным Затвором не пройден до конца, а сам IGBT неисчерпаем как атом. До предела, означающего нулевые потери проводимости и переключения, еще далеко, и мы надеемся, что ближайшие годы принесут нам еще много интересных открытий в области технологий силовых полупроводников.

[1] Ralph Annacker, Markus Hermwille. “1200V Modules with Optimised IGBT and Diode Chips.” Semikron Elektronik GmbH, 2001.
[2] J. Li, R. Hetzer, R Annacker, B. Koenig. Modern IGBT/FWD chip sets for 1200V applications. Semikron Elektronik GmbH, 2002.
[3] Колпаков А.И. “SEMITRANS – один в пяти лицах”. Компоненты и Технологии №8, 2003.
[4] D. Seng, A. Wahi. New 1200V SPT+ IGBT Chips in SEMiX Power Modules Platform. SEMIKRON International, 2005.
Technorati tag IGBT modules, IGBT technology, SPT, NPT, TRENCH 4, Hyperfast, технология

Управление Изолированным Затвором IGBT Часть 2

2008-11-02T13:33:00.023+02:00

Часть 1 этой статьи размещена здесь...
Управление Изолированным Затвором IGBT Часть 2
Маркус Хермвиль (Markus Hermwille), SEMIKRON INTERNATIONAL GmbH
Андрей Колпаков, ооо «СЕМИКРОН»

В первой части статьи обсуждались общие вопросы, связанные с осо-
бенностями управления силовыми ключами с изолированным затвором.
Предлагаемое вниманию читателей продолжение посвящено следующим
практическим аспектам: методикам расчета режимов работы драйве-
ров, выбору оптимального устройства управления затвором, а также
вопросам моделирования силовых ключей

2.1. Проблема Выбора
На сегодняшний день в мире существует большое количество компаний, предлагающих готовые драйверы MOSFET/IGBT, и вряд ли без особой нужды стоит заниматься разработ-
кой собственной схемы управления. Основной проблемой остается определение правильных критериев выбора, поиск устройства, оптимально удовлетворяющего конкретным требованиям. Главной задачей, решаемой драйвером IGBT, является преобразование сла-
боточного логического сигнала контроллера в сигнал управления, мощности которого должно хватать для быстрого перезаряда емкостей изолированного затвора. Кроме того, поскольку силовые ключи работают при напряжениях, существенно превышающих потенциа-
лы сигналов контроллера, устройство управления должно осуществлять высоковольтный сдвиг уровня или гальваническую изоляцию входных импульсов управления и затворных напряжений.
При выборе схемы необходимо обращать внимание на такие качества как функциональная полнота и гибкость, простота и надежность. В условиях современного рынка силовой электроники только хороший баланс указанных факторов в сочетании с привлекатель-
ной ценой может сделать драйвер конкурентоспособным.
В настоящее время устройства управления изолированным затвором MOSFET/IGBT выпускаются рядом фирм, самыми известными из которых на российском рынке являются IXYS, Motorola, Agilent, International Rectifier, CT-Concept, SEMIKRON. Перечень основных производителей, некоторые популярные типы схем и область их применения показаны на рисунке 9.

Рис. 9. Основные производители и области применения драйверов
При выборе конкретного типа драйвера, прежде всего, необходимо определиться со следующими требованиями:
– мощность преобразователя, рабочий ток силовых ключей;
– конфигурация схемы (одиночный ключ, чоппер, полумост, 3-фазный мост и т.д.);
– требуемые функции защиты и мониторинга;
– необходимость гальванической развязки, напряжение изоляции, стойкость к dv/dt.
Последний из указанных параметров является одним из самых важных, поскольку он во многом определяет надежность работы преобразовательного устройства и его безопасность для обслуживающего персонала. Драйверы, не имеющие гальванической изоляции, в основном предназначены для эксплуатации в диапазоне малых мощностей.
Как правило, это 0,37…3,7 кВт. Хорошо известная в России компания International Rectifier выпускает широкий ряд интегральных схем для подобных применений.
Драйверы IR имеют большой выбор конфигураций, их функциональные возможности перекрывают практически все потребности маломощных применений [4].
Однако подобные устройства, использующие полупроводниковые переходы для высоковольтного сдвига уровня, имеют очевидный недостаток — возможность защелкивания в предельных режимах эксплуатации. Несмотря на технологические улучшения, достигнутые в последние годы, полностью устранить этот эффект пока не удалось. В этой
связи большой интерес представляют интегральные драйверы, разрабатываемые компанией SEMIKRON на основе технологии SOI (Silicon On Insulator) [3]. У этих компонентов полностью подавлена паразитная триггерная структура, приводящая к защелкиванию, они обладают гораздо более высокой стойкостью к наведенным напряжениям обеих полярностей.
В области мощностей до десятков киловатт большой популярностью пользуются интегральные схемы компании Agilent, имеющие гальваническую развязку с помощью оптического барьера и способные формировать двуполярный выходной сигнал. Этим драйверам посвящено достаточно много публикаций и мы не будем останавливаться на
них подробно.
В рамках статьи наибольший интерес представляют высокотехнологичные устройства управления, предназначенные для работы в диапазоне средних и высоких мощностей (до единиц мегаватт), где вопросы надежности стоят наиболее остро. Именно на примере
подобных преобразователей лучше всего проанализировать методы расчета параметров и оптимального выбора, тем более что данные методики являются самыми универсальными.
Если говорить о наиболее полном балансе потребительских качеств в области мощных применений, то в первую очередь следует рассматривать продукцию трех компаний:
CT-Concept, EUPEC/Infineon и SEMIKRON. Только в драйверах, разработанных этими фир-
мами, в качестве обязательной функции присутствует гальваническая развязка сигналов управления, только они имеют в своем составе встроенный изолирующий DC/DC-преобразователь.
Практически все модули высокой мощности, предлагаемые ведущими игроками на рынке силовой электроники (Mitsubishi, EUPEC/Infineon, SEMIKRON), управляются драйверами указанных производителей.
Основными параметрами, на основании которых производится выбор устройства управления, являются пиковое значение выходного тока и допустимая рассеиваемая мощность.

2.2. Пиковый Ток и Мощность Драйвера
Как было указано в первой части статьи, ток, необходимый для коммутации входных емкостей затвора IG, определяется величиной заряда затвора QG управляемого транзистора по формуле
IG = IGE + IGC = QG/tsw,
где IGE и IъGC — токи заряда входной CGE и обратной CGC емкости,
tsw — время переключения.
Очень важно, чтобы драйвер был способен обеспечить пиковый ток, равный или превышающий расчетное значение. В противном случае уровень динамических потерь может оказаться недопустимо высоким. Кроме того, при недостаточном токе выключения
появляется возможность ложного срабатывания транзистора из-за эффекта Миллера.
При выборе резистора затвора RG необходимо учесть, что его номинал должен быть больше минимально допустимого значения для данного драйвера. Необходимо также принять во внимание, что амплитуда тока управления ограничивается суммарным сопротив-
лением цепи управления, включающим резистор затвора RG и внутренний резистор R_Gint, который, как правило, устанавливается в мощных модулях IGBT при параллельном соединении нескольких кристаллов:

I_Gpeak = (V_Gon — V_Goff)/(R_G + R_Gint)

Мощность, рассеваемая схемой управления, является функцией частоты коммутации и энергии, необходимой для перезаряда затвора. Значение энергии можно определить графически как произведение приращения напряжения на суммарный заряд затвора (площадь
прямоугольника на рисунке 3в в первой части статьи):
E = ∆Q × ∆U.
Например, для модуля SKM400GB126D, характеристика затвора которого показана на рисунке 2б (см. первую часть статьи), энергия, необходимая на один период коммута-
ции, Е = 2500 нКл × 22 В = 55 мкДж.
Рассеваемая драйвером мощность определяется следующим образом:

Рd = E × fsw = ∆Q × ∆U × fsw.

Например, при частоте ШИМ fsw = 10 кГц в рассматриваемом случае на выходных каскадах драйвера будет рассеиваться около 0,55 Вт. При использовании методики вычислений, основанной на значении Cies, формула для Рd имеет следующий вид:

Pd = kC × Cies × (VG(on) — VG(off))2 × fsw.

Средний выходной ток схемы управления Ioutav зависит от мощности и размаха напряжения затвора: I_outav = Pd/∆U. Для определения суммарного потребляемого тока к найденному значению необходимо добавить ток покоя. Допустимое среднее значение тока (или мощности) драйвера всегда должно быть больше расчетной величины.
При выборе схемы управления следует обратить внимание на суммарную емкость в цепи питания выходного каскада — она должна обладать достаточной энергией для управления IGBT.
В документации на драйверы SEMIKRON указывается максимальная величина заряда, который схема может обеспечить за импульс управления.

Программа DriverSel
Несмотря на относительную простоту приведенных методик, неоценимую помощь при проектировании преобразователя могло бы оказать специализированное средство расче-
та, производящее вычисление необходимых характеристик драйвера.
Программа DriverSel, разработанная компанией SEMIKRON, и доступная на сайте www.semikron.com, позволяет не только определить все необходимые параметры цепи управления, но и выбрать конкретный тип устройства для заданных режимов работы.
При вычислениях используются приведенные в статье методики и выражения. Работа с DriverSel доступна специалисту любой квалификации. Важно отметить, что программа способна проводить анализ не только для модулей SEMIKRON, полная номенклатура кото-
рых имеется в базе данных, но и для IGBT других производителей.

На рисунке 10 показано рабочее поле DriverSel, состоящее из трех частей:
-меню ввода данных (Enter Application Parameters),
-результатов расчетов (Calculated Results)
-таблицы типов драйверов, рекомендуемых для заданных режимов работы (Suggestion of
SEMIKRON IGBT Driver).

Рис. 10. Рабочее поле программы DriverSel
Для расчета используются следующие исходные данные:
1. Тип модуля (IGBT Module — в данном случае SEMiX 653GD176HDc). При этом программа получает из базы данных информацию о заряде затвора QG, рабочем напряжении и конфигурации модуля.
2. Количество параллельно соединенных модулей (Number of parallel IGBT modules). Это число позволяет определить суммарный заряд затвора, на основании чего производится расчет мощности, рассеиваемой драйвером.
3. Рабочая частота (Switching frequency fsw). Эта информация также необходима для определения рассеиваемой мощности.
4. Номинал резистора затвора (Gate resistor).
В первом случае не обязательно указывается тип модуля, производимого SEMIKRON. Если выбрать режим User Defined Module Parameters (параметры модуля, определяемые пользователем), то появится дополнительное меню, состоящее из следующих трех окон (см. правую часть рисунка).
1.1. Gate charge per module (заряд затвора модуля в мкКл);
1.2. Collector — Emitter Voltage (напряжение коллектор-эмиттер);
1.3. Number of switches per module (количество ключей в модуле: 1 — одиночный ключ; 2 — полумост; 6 — 3-фазный мост; 7 — 3-фазный мост с тормозным чоппером).
Для корректной работы DriverSel требуется указать два значения заряда
затвора: при напряжении открывания транзистора 15 В и напряжении запирания –8 В.
Величина резистора затвора RG необходима для вычисления пикового тока управления. Полученные данные используются при выборе соответствующего драйвера. Если номиналы
резисторов режимов включения и выключения RGon/RGof f различаются, то следует использовать меньший из них. Рекомендуемое минимальное значение RGmin отображается в результатах расчетов.
Введя требуемые данные, можно получить отчет (Suggestion for SEMIKRON IGBT driver) в виде, представленном в нижней части рисунка:
– Number of Drivers — необходимое для данного модуля количество схем управления (в показанном случае 3 полумостовых драйвера для 3-фазного модуля);
– IoutPEAK — пиковое значение тока управления;
– IoutAVmax, RGmin, VS — справочные значения среднего тока, минимального резистора затвора и напряжения питания для драйвера данного типа.
Программа выдает сообщение A suitable driver could not be found («Невозможно подобрать драйвер»), если для заданных условий не удается корректно выбрать устройство управления. Это может быть в случае, если суммарный заряд затвора оказыва-
ется недопустимо высоким (большое количество параллельно соединенных модулей), слишком велика частота коммутации или указанное в графе Applied Gate Resistor сопротивление меньше минимально возможного значения.

Моделирование Характеристик Затвора
Схемотехническое моделирование силовых каскадов является эффективным средством, позволяющим наглядно увидеть и проанализировать процессы, происходящие в ключах, без больших финансовых затрат и риска повреждения дорогостоящей техники. Однако прежде
чем заняться компьютерным анализом схемы, необходимо четко представить себе цель моделирования. Следует также понимать, что точность полученных результатов непосредственно зависит от достоверности используемых математических моделей компонентов, в первую очередь IGBT и антипараллельных диодов, а также от умения пользователя оценивать паразитные распределенные параметры схемы.
Автор статьи убежден, что схемотехническое моделирование не следует применять для вычисления мощности потерь и теплового расчета. Анализ тепловых характеристик, лежащий в основе разработки мощных преобразовательных устройств, должен производиться только с использованием специализированного программного обеспечения. Такие программы выпускаются ведущими производителями силовых модулей: SEMIKRON (SemiSel), Mitsubishi (MelcoSim), EUPEC (IPOSIM), и только они гарантируют высокую
точность результатов, т.к. работают с тепловыми моделями, созданными самими производителями компонентов. В первую очередь сказанное справедливо для режима жесткого переключения (Hard Switching Mode), используемого, например, в приводах.
При работе в нестандартных режимах коммутации, например резонансном, для которого программы теплового расчета неприменимы, компьютерный анализ позволяет определить мощность рассеяния.
При моделировании на системном уровне, когда силовой каскад является функциональным узлом устройства (например, инвертором в следящей системе), вместо IGBT лучше использовать ключи, управляемые напряжением. Такие компоненты входят в состав
библиотек PSPICE, для них задается напряжение включения/выключения и сопротивление в открытом и закрытом состоянии. Используя релейные элементы вместо сложных моделей, вы ничего не потеряете, тогда как скорость расчета повысится на порядок.
По нашему глубокому убеждению, достоверные модели силовых ключей требуются в первую очередь специалистам, занимающимся разработкой устройств управления или анализом
режимов, происходящих в затворных цепях. При проектировании драйвера необходимо иметь возможность исследовать процесс коммутации изолированного затвора с учетом
всех его характеристик. Только тогда вопрос о совместимости выходного каскада драйвера и входа управления транзистора можно решить однозначно.
В последних версиях программ моделирования, работающих на языке SPICE, можно найти достаточно большое количество моделей IGBT и MOSFET, предлагаемых International Rectifier, APT (Advanced Power Technology), EUPEC, Mitsubishi, IXYS, Toshiba. Над их созданием идет постоянная работа, и обновленные библиотеки можно найти на сайтах некоторых фирм-производителей. Однако математические образы транзисторов делаются живыми людьми, и ошибки в них встречаются довольно часто. Кроме того, разработчики моделей не несут ответственности за их качество и всегда предупреждают об этом пользователей. По этой причине специалисту, занимающемуся моделированием, необходимо уметь оценивать достоверность модели и исправлять имеющиеся несоответствия. Грамотный
инженер также должен хорошо понимать, какие из характеристик необходимы для работы, а какие являются избыточными.
Очевидно, что характеристики затвора во многом влияют на поведение силовых ключей в динамических режимах и определяют требования к драйверу. От свойств «биполярной составляющей» IGBT зависит напряжение насыщения и длительность фронтов выходного сиг-
нала.
Для оценки параметров модели используется классический метод, описанный в первой части статьи и основанный на анализе характеристики затвора QG = f(VG), которая является наиболее комплексным критерием качества входной цепи, т.к. ее вид определяется значениями всех паразитных емкостей IGBT. Напомним, что входная емкость CGE задает длительность и наклон первой и третьей части характеристики затвора,
а продолжительность горизонтального участка («плато Миллера») зависит от величины CGC (см. рис. 2 в первой части статьи).
Поскольку заряд является произведением тока на время: QG = IG × t, при питании цепи затвора от источника стабильного тока IG величина QG изменяется пропорционально
времени, как и напряжение затвора VG. Используя IG как масштабный коэффициент и задав его единичное значение, мы получим градуировку по оси абсцисс, соответствующую заряду затвора в Кл.
Для измерений используется стандартная тестовая схема (см. рис. 3а), в которой IGBT-транзистор открывается от источника тока IG = 1 А при нормированном напряжении на коллекторе (VCC = 800 В). Как было указано выше, время на горизонтальной оси численно
оказывается равным заряду затвора.

Рис. 11. а) и б) — характеристика затвора (моделирование, справочные данные); в) и г) — зависимость VCE = f(IC) (моделирование, справочные данные)

На рисунках 11а и 11б представлены эпюры, полученные при тестировании модели
BSM200GA120DN из библиотеки OrCAD,и нормированная характеристика затвора модуля. Графики демонстрируют, что«виртуальная» и справочная характеристики отличаются углом наклона и уровнем «плато Миллера» VG(pl): для модели оно примерно на 2 В ниже справочного значения.
Протестируем еще один важный параметр IGBT — зависимость напряжения насыщения VCEsat от тока IC. Для этого на коллектор открытого транзистора через резистор RL (например, 1 Ом) подается линейно возрастающее напряжение (например, 0…400 В). Это напряжение изменяется таким образом, чтобы ток коллектора увеличивался от минимального до максимального значения (0…400 А) в соответствии с графиком,
приведенным в технических характеристиках). Для удобства сопоставления графиков время нарастания напряжения на коллекторе выберем численно совпадающим с током (в нашем случае 400 мкс). Произведя моделирование при различных значениях напряжения затвора, можно получить семейство кривых, аналогичных тем, которые приводятся в
спецификации. При сравнении результатов необходимо поменять местами оси координат, так чтобы напряжение насыщения и ток коллектора располагались, соответственно, по горизонтали и вертикали. Полученные кривые для двух значений VGЕ приведены на рисун-
ке 11в.
Подавая на затвор импульсы управления, можно протестировать динамические свойства ключа: время нарастания и спада сигнала, время задержки и т.д.
Приведенные данные позволяют сделать вывод о достаточно высокой степени соответствия параметров модели реальным характеристикам модуля. Однако такое совпадение является скорее исключением, чем правилом, и тестировать стоит любую модель. В противном случае невозможно быть уверенным в достоверности результатов дальнейших исследований. Даже отмеченная выше разница в напряжении VG(pl) может привести к ошибкам при анализе. Кроме того, при желании использовать модель транзистора, отсутствующую в библиотеке, гораздо проще сделать это на базе существующего математического образа. Как правило, разработка собственной модели занимает гораздо меньше времени, чем ее поиск в интернете. Такую возможность предоставляет подпрограмма Model Editor, входящая в пакет OrCAD. С ее помощью можно изменить параметры существующей модели, а также создать новый элемент и сохранить его в библиотеке.
Для коррекции характеристик или разработки новой модели IGBT служат четыре пункта меню:
– fall time — параметры выключения транзистора;
– transfer characteristic — параметры переходной характеристики;
– saturation — параметры режима насыщения;
– gate charge — характеристика затвора.
Поскольку эта статья посвящена анализу процессов, происходящих в цепи управления IGBT, рассмотрим последнюю из представленных возможностей.

Рис. 12. Окно Gate Charge программы Model Editor
На рисунке 12 показано окно Gate Charge программы Model Editor, предназначенное для настройки характеристик затвора. На данном этапе пользователь может ввести конкретные значения в соответствующие строки меню, где указаны величины заряда паразитных емкостей затвора Qge, Qgc, Qg. Любые параметры IGBT можно настроить непо-
средственно, изменяя свойства модели, например такие как:
– TAU (с) — время жизни носителей в области базы;
– KP (А/В2) — прямая проводимость MOSFET-структуры;
– AREA (м2) — активная площадь перехода;
– AGD (см2) — внутренняя площадь перехода затвор-сток MOSFET структуры;
– WB (м) — ширина области базы.
Обилие и кажущаяся сложность этих параметров не должны пугать работающих с программой специалистов.
Физический смысл каждого из них подробно описан во встроенной справочной системе. Потратив немного времени, можно понять влияние каждой на характеристику затвора и научиться приводить ее в полное соответствие со справочными значениями.
Скорректировать зависимость напряжения насыщения VCEsat коллектор-эмиттер от тока коллектора IC можно с помощью команд меню Saturation. Для аппроксимации этой характеристики достаточно указать в таблице несколько пар точек VCEsat = f(IC). Аналогичная таблица используется и в окне Transfer Characteristic, где для изменения вида переходной характеристики Ic = f(Vge) необходимо ввести несколько пар значений напряжения затвора и соответствующего тока коллектора. Меню Fall Time позволяет настроить время выключения IGBT, а также изменить длительность и величину «хвостового тока».

SKYPER 32 — Ядро Схемы Управления IGBT
На рисунке 13 показана упрощенная функциональная схема и внешний вид изолирующего полумостового драйвера затвора SKYPER 32PRO [6], на примере которого мы рассмотрим основные концепции, используемые при проектировании современных устройств управления мощными IGBT-модулями. Модуль SKYPER 32 является конструктивным «ядром», основой для построения серии драйверов широкого применения. Он содержит набор базовых узлов,
необходимых в большинстве практических применений: блок обработки сигнала с изолированным интерфейсом, устройство защиты, выходные каскады управления затворами и изолирующий DC/DC-преобразователь.

Рис. 13. Функциональная схема драйвера SKYPER 32PRO
Связь ядра с силовым модулем осуществляется с помощью платы адаптера, осуществляющей механический и электрический интерфейс. На плате адаптера устанавливаются компоненты, являющиеся специфическими для конкретного применения, например резисторы затвора и элементы, необходимые для регулировки чувствительности схемы защиты. Данное техническое решение обеспечивает простое недорогое и надежное решение для большинства практических применений.
Основные технические характеристики устройств серии SKYPER 32 следующие:
– два канала управления;
– встроенный DC/DC-преобразователь;
– гальваническая изоляция сигналов управления с помощью импульсных трансформаторов;
– выходной ток (пиковый) — 15 A;
– заряд затвора управляемого транзистора — до 6,3 мКл;
– рабочая частота — до 50 кГц;
– напряжение изоляции — 4 кВ;
– виды защиты: DESAT, UVLO, перегрев, подавление коротких импульсов, программируемое время tdt.
Для работы SKYPER 32 требуется один источник напряжения 15 В; двуполярное
напряжение 15/–8 В, необходимое для питания выходных каскадов, генерируется
встроенным DC/DC-преобразователем. Развязка входных логических сигналов (уровень напряжения управления — CMOS) осуществляется с помощью импульсных трансформаторов,
обеспечивающих 4-кВ напряжение изоляции вход-выход. Передача сигналов управления с помощью трансформаторов, использование двунаправленных импульсных фильтров обеспечивает драйверу высокий иммунитет к наведенным со стороны выхода импульсным
перенапряжениям со скоростью нарастания до 50 кВ/мкс.
Отключение силовых транзисторов по выходу из насыщения DESAT (от англ. Desaturation) является наиболее известным и распространенным способом защиты. Контроль напряжения VCEsat позволяет выявить перегрузку по току, вызванную замыканием нагрузки, пробоем выхода на корпус или сквозным током при открывании (или пробое оппозитного транзистора). Данный метод обеспечивает достаточное быстродействие, защиту от электромагнитных помех (в отличие от применения индукционных датчиков тока), он не приводит к дополнительным потерям мощности в отличие от схем защиты с использованием
резистивных шунтов.
Особенностью работы системы DESAT драйвера SKYPER 32 является использование динамического опорного напряжения VCEref, а сама идеология защиты, заложенная в устройстве, носит название DSCP (Dynamic Short Circuit Protection). Характер изменения опорного напряжения, согласованный с кривой спада напряжения коллектор–эмиттер позволяет сократить время реакции (уменьшить Tbl) и снизить риск ложных
срабатываний. Последнее свойство является чрезвычайно важным в связи с массовым переходом на тонкопленочные технологии IGBT и связанным с этим уменьшением допустимого времени КЗ (Shirt Circuit Rated Time).
Все основные функции SKYPER 32 выполняются микросхемой ASIC (Application Specific Integrated Circuit) SKIC 2001, разработанной и выпускаемой SEMIKRON для драйверов и интеллектуальных силовых модулей последних поколений. Благодаря использованию
специализированной интегральной схемы, количество дискретных компонентов на плате SKYPER 32 сведено к минимуму. Простота топологии и небольшое количество элементов обеспечивают высокую надежность и снижение стоимости устройства.
Режим плавного отключения транзисторов при срабатывании защиты (в англоязычной литературе он называется SSD — Soft Shut Down или Soft Turn-off) необходим в тех случаях, когда из-за наличия распределенных индуктивностей силовых шин уровень перенапряжения при мгновенном отключении транзисторов оказывается недопустимо
высоким. Значение перенапряжения dV определяется величиной индуктивности шины Ls и скоростью изменения тока при отключении di/dt: dV = Ls × di/dt. Режим SSD позволяет уменьшить скорость выключения, что достигается с помощью дополнительного резистора затвора.
Драйвер SKYPER 32PRO осуществляет мониторинг первичных и вторичных напряжений питания (UVLO — Under Voltage LockOut), что позволяет исключить переход силового ключа в линейный режим. В схеме предусмотрена регулировка времени задержки пере-
ключения транзисторов полумоста tdt и возможность отключения функции блокировки при подаче двух отпирающих напряжений (interlock).
SKYPER 32PRO отключает выходные транзисторы при подаче логического сигнала на вход PWR_FAIL, при падении напряжений питания ниже порогового значения (UVLO), а также при срабатывании защиты от перегрузки DESAT или перегреве силового модуля. При
этом выход индикации неисправности HALT_OUT принимает значение логической единицы. Одновременно запускается таймер драйвера, формирующий импульс длительностью 3 с. Если после этого времени не обнаруживается никаких аварийных ситуаций и входы TOP
и BOT имеют низкий уровень, драйвер вновь готов к работе. Такая логика удобна для организации автоматического перезапуска системы. В настоящее время в разработке находится новая версия драйвера SKYPER 52 с последовательным интерфейсом, позволяющим
определить конкретный вид неисправности.

Заключение
Понимание процессов, происходящих при коммутации изолированных затворов силовых ключей, необходимо специалистам, работающим в области силовой преобразовательной техники. Драйвер MOSFET/IGBT, являющийся одним из ключевых узлов преобразовательного устройства, во многом определяет его технические характеристики, надежность и электромагнитную совместимость. Без умения анализировать влияние параметров схемы управления на работу преобразователя и вырабатывать требования к ней, невозможно
разобраться в огромной номенклатуре драйверов, предлагаемых промышленностью.
Неоценимую помощь разработчикам при расчете режимов и выборе схемы может оказать программа DriverSel, разработанная компанией SEMIKRON.
DriverSel является простым и эффективным средством, позволяющим подобрать соответствующий драйвер исходя из условий эксплуатации и конфигурации силового модуля. Работа с DriverSel возможна в автономном режиме, файл доступен на сайте SEMIKRON.
Данное вычислительное средство также является составной частью хорошо известной разработчикам программы теплового расчета SemiSel, где выбор схемы управления является одним из этапов проектирования. Пользоваться программой, которая снабжена пояснениями по всем пунктам меню, предельно просто. Для работы требуется минимальная информация о типе силового модуля, частоте переключения и величине резистора затвора.
Гораздо более сложным, но и более информативным является анализ коммутационных режимов силовых ключей с помощью средств схемотехнического моделирования, к которым относится PSPICE. В большинстве случаев разработчик может использовать модели IGBT,
имеющиеся во встроенных библиотеках.
Однако необходимо учитывать, что по ряду параметров характеристики PSPICE-моделей имеют серьезные расхождения со значениями, приведенными в спецификациях. Пользователь должен представлять себе, к чему могут привести такие отклонения, и уметь делать соответствующие коррективы. Ответственность за последствия в любом случае, как и всегда, будет лежать на разработчике.
Литература
1. Markus Hermwille. IGBT Driver Calculation, Application Note AN-7004//SEMIKRON
INTERNATIONAL GmbH, 2007.
2. Markus Hermwille. Gate Resistor — Principles and Applications, Application Note AN-7003//SEMIKRON INTERNATIONAL GmbH, 2007.
3. M. Roßberg, B. Vogler, R. Herzer, 600V SOI Gate Driver IC with Advanced Level Shifter Concepts for Medium and High Power Applications. SEMIKRON Elektronik GmbH.
4. Колпаков А.И. Характеристики и особенности применения драйверов MOSFET и IGBT//Компоненты и технологии №3, 2003 г.
5. Колпаков А.И. Программа теплового расчета SemiSel//Компоненты и технологии
№9, 2002 г.
6. Колпаков А.И. Характеристики и особенности применения драйверов MOSFET/IGBT. //Компоненты и технологии №3, 2003 г.
7. Колпаков А.И. SEMIDRIVER — драйверы на все случаи жизни//Компоненты и технологии»
№6, 2004 г.
8. Колпаков А.И. SEMiX + SKYPER = адаптивный интеллектуальный модуль IGBT.//
Силовая электроника №1, 2005 г.

Уважаемые читатели! При публикации статьи Маркуса Хермвиля и Андрея
Колпакова «Управление изолированным затвором. Часть 1» в ЭК6 было допущено
несколько ошибок: имя автора на с. 43 следует читать как Markus; на с. 47, ст. 1, вместо Сiss должно быть Cies; на с. 47, ст. 2, токи заряда входной и обратной емкости должны обозначаться как ige и igc соответственно, а вместо tsw следует читать tsw. Приносим свои извинения.
Technorati Tag IGBT Skyper SEMIX IGBT Semikron SemiSel DriverSel

IGBT contra MOSFET

2008-10-31T10:44:00.002+02:00

Вчера получил казалось бы простую задачку:
-есть двигатель 3 ф 400 Гц (судя по всему из военных) 27 В переменки, но довольно мощный, с током статора ампер под 100. Я с такими движками в своей парктике не сталкивался. И люди хотят приделать к нему частотное управление. Для разработки преобразователя частоты они решили, что им лучше всего подойдет MOSFET типа SKM111AR , которые еще доступны. Я предложил рассмотреть вариант использовать IGBT на 600 В (что-то типа SKM195GB066D или SKM300GB066D), но затем засомневался.
И аж самому стало интересно, что сюда лучше использовать дял силовой части инвертора,
модули IGBT или модули MOSFET? Сходу я ответить не смог, причем даже сам себе. Поскольку при выходной частоте синусоиды 400 Гц частота ШИМ желательно иметь где-то 12 кГц. Либо наставить впараллель MOSFET-ы в корпусах типа TO-247 or 262 IRFP4227 какие-нибудь от International Rectifier?

IGBT модуль и перенапряжения : Mitsubishi

2008-10-26T14:13:00.025+02:00

"Навозну кучу разрывая...." В архивных залежах обнаружен файл перевода
"Mitsubishi. 3rd Generation IGBT and Intelligent Power Modules.
Application Manual"
"Руководство по применению биполярных транзисторов
с изолированным затвором (IGBT) и “разумных” силовых модулей (IPM)
третьего поколения."
Пер. с англ. языка под. ред. В.А. Павловского.
Перевод Г.В. Болотовой.
Техн. ред. Г.А. Новиньков.
Киев, 1997 г.
Это ж сколько лет прошло!
Приводим рекомендации по защите от перенапряжений из этого источника:

2.2. Проектирование силовой цепи
2.2.1. Всплеск напряжения при выключении
Это перенапряжение, которое возникает, когда при выключении IGBT ток через него прерывается. Для исследования этого процесса рассмотрим полумостовую схему с индуктивной нагрузкой, показанную на рис. 2.1., и осциллограмму на рис. 2.2.

Рис. 2.1. Полумостовая схема с паразитной индуктивностью
шины электропитания
1 - рекуперационный диод
2 - нагрузка
3 - управление затвором

На схеме рис.2.1. на верхний IGBT подано запирающее напряжение, а нижнее устройство включается и выключается последовательностью импульсов. Каждый
раз при включении нижнего устройства ток в индуктивной нагрузке (IL) будет увеличиваться. При выключении нижнего устройства ток в индуктивной нагрузке не может измениться мгновенно. Он должен протекать через рекуперационный диод верхнего устройства. Когда нижнее устройство переходит во включенное состояние, ток нагрузки будет переключаться обратно в нижнее устройство и начнет снова
инейно возрастать. Если бы схема была идеальной и не имела паразитной индуктивности, напряжение через нижнее устройство (VC2E2) при выключении увеличивалось бы до превышения над напряжением шины электропитания (VСС) на величину падения напряжения на одном диоде. Затем рекуперационный диод верхнего устройства остановит дальнейшее увеличение напряжения. К сожалению, реальные силовые цепи имеют паразитную индуктивность рассеяния.
На рис. 2.1. катушка индуктивности (Lp) подсоединена к полумостовой схеме для
имитации влияния паразитной индуктивности шины. При выключении нижнего устройства индуктивность Lp препятствует коммутации тока нагрузки к рекуперационному устройству верхнего устройства. На катушке Lp появляется напряжение (Vp) равное Lp * di/dt, противодействуя увеличению тока в шине. Полярность этого напряжения та-
кова, что оно добавляется к постоянному напряжению шины и появляется на нижнем IGBT в виде всплеска напряжения. В некоторых случаях всплеск напряжения может превысить регламентированное напряжение VCES для IGBT и вызвать его выход из строя. В реальных применениях паразитная индуктивность (Lp) распределена вдоль силовой
цепи, но ее влияние подобно описанному выше.

Рис. 2.2. Осциллограммы переключений полумостовой схемы

2.2.2. Всплеск при восстановлении рекуперационного диода
При восстановлении рекуперационного диода может возникнуть перенапряжение, подобное перенапряжению при выключении IGBT. Предположим, что нижний IGBT на рис. 2.1. выключен и что ток нагрузки (IL) протекает через рекуперационный диод верхнего IGBT. При включении нижнего устройства ток через рекуперационный диод
верхнего устройства (IFWD) уменьшается, т.к. ток нагрузки начинает протекать через нижнее устройство, и становится отрицательным в течение обратного восстановления рекуперационного диода. Когда рекуперационный диод восстанавливается, ток в шине быстро уменьшается до нуля. Данная ситуация подобна процессу выключения, опи-
санному в разделе 2.2.1. Паразитная индуктивность шины (Lp) вызывает перенапряжение, равное Lp * di/dt, противодействуя уменьшению тока. В этом случае скорость изменения тока di/dt относится к характеристике восстановления рекуперационного диода. Некоторые быстровосстанавливающиеся диоды могут развивать чрезвычайно высокие скорости di/dt восстановления, когда они “жестко” восстанав-
иваются при быстром включении нижнего IGBT. Эти условия, обычно относящиеся к “мгновенному” восстановлению, могут вызвать очень высокие переходные напряжения.

2.2.4. Снижение индуктивности силовой цепи
Энергия, вызывающая переходные напряжения в силовых цепях IGBT, пропорциональна 1/2 Lpi² . Здесь Lp - паразитная индуктивность шины и i - рабочий ток. Важно помнить, что эта энергия пропорциональна квадрату рабочего тока. Следовательно, для устройств с большим током требуется малая индуктивность силовой цепи.
Это представляет проблему для разработчиков схем IGBT, потому что физические размеры и тепловые характеристики этих устройств диктуют необходимость применять в силовой цепи соединения длинными проводниками. В обычной силовой шине эти длинные выводы означают большую паразитную индуктивность, сильно усложняя проек-
тирование снаббера. Для получения малой индуктивности шины в случае больших токов требуется специальная конструкция шины. Например слоистые шины, состоящие из чередующихся медных пластин и изоляционных слоев, могут быть сконструированы с очень низкой индуктивностью. В этих шинах широкие пластины, разделенные изолиру-
ющими слоями, используются для положительного и отрицательного выводов. Широкие пластины значительно уменьшают паразитную индуктивность в силовой цепи. Для получения минимально возможной индуктивности шины применяют широкие положительные и отрицательные пластины силовой шины для соединения IGBT с батареей конденсаторов силового выпрямителя.
На рис. 2.4. показано в разрезе плечо инвертора, сконструированного с использованием слоистой шины. В этой конструкции индуктивность соединения между выводами Е1 и С2 минимизирована путем использования еще одной широкой пластины.
На рис. 2.5. показан пример монтажа большого трехфазного инвертора.
На этом рисунке также показана большая плата для последовательного соединения конденсаторов силового выпрямителя при напряжении 460 В переменного тока.

Рис. 2.4. Вид в разрезе силовой шины слоистой конструкции
1 - печатная плата со схемой управления затвором;
2 - к конденсаторам силового выпрямителя;
3 - печатный монтаж снаббера;
4 - медная прокладка;
5 - толщина пластин силовых шин для наглядности увеличена
с целью показать детали;
6 - соединение выводов Е1 и С2;
7 - изолирующие слои;
8 - шина (+);
9 - шина (-).

2.3. Проектирование снаббера
Цепи снаббера (демпфирующие цепи) обычно используются для уменьшения всплесков напряжения при выключении транзистора и восстановлении рекуперационного диода. В некоторых случаях цепи снаббера используются в силовых устройствах для снижения потерь при переключениях. Общие рекомендации для снабберов дать невозможно, потому что тип требуемого снаббера и значения компонентов в большой степени зависят от монтажа силовой цепи. Кроме того, при выборе лучшего снаббера для конкретного применения должны учитываться такие факторы, как стоимость и рабочая частота.
Функция снабберов IGBT отличается от снабберов классических биполярных транзисторов в двух моментах. Во-первых, IGBT Н-серий имеют большую область безопасной работы при переключениях. Данный снаббер не требует защиты от нарушений размеров RBSOA, как это было с дарлингтоновскими транзисторами. Для такого снаббера необходимо только управлять переходными напряжениями. Во-вторых, IGBT
часто работают при значительно более высоких частотах, чем дарингтоновские транзисторы. При этом снабберы, которые разряжаются через данное устройство в каждом цикле переключения, рассеивают чересчур большую мощность.

Рис. 2.5. Пример монтажа мощного трехфазного инвертора
1 - (+) и (-) - “сандвич” силовой шины;
2 - верхние пластины с выходными выводами;
3 - модуль IGBT;
4 - печатная плата для драйверов верхнего плеча;
5 - печатная плата для драйверов нижнего плеча;
6 - конденсаторы силового выпрямителя;
7 - верхняя плата для последовательного соединения конденса-
торов силового выпрямителя при напряжении 460 В перемен-
ного тока.

2.3.1. Типы снабберов
На рис. 2.6. представлены три типовых схемы снабберов для IGBT. Схема снаббера “А” состоит из одного конденсатора с низкой индуктивностью, соединенного между С1 и Е2 на маленьком модуле IGBT или между P и N на сборке из шести модулей. В маломощных схемах снаббер этого типа часто обеспечивает эффективный и недорогой метод управления переходными напряжениями. При увеличении уровней мощности снаббер “А” вместе с паразитной индуктивностью силовой шины может генерировать колебания. В снаббере “В” эта проблема решается путем применения быстро восстанавливающегося диода для подавления переходного напряжения и блокировки осцилляций. Постоянная времени RC снаббера “В” должна составлять прибли-
зительно 1/3 часть периода переключений ( = Т/3 = 1/3 f). Для больших IGBT, работающих при высоких уровнях мощности, паразитная индуктивность контура снаббера “В” становится чересчур большой для эффективного управления переходными напряжениями. В таких случаях при больших токах обычно используется снаббер типа “С”.
Данный снаббер работает подобно снабберу типа “В”, но имеет более низкую индуктивность контура, т.к. подключен непосредственно к коллектору и эмиттеру каждого IGBT. В цепях IGBT с очень высокой мощностью часто полезно применять малые RCD - снабберы в соединении с сетевым снаббером “С”, чтобы облегчить подавление паразитных осцилляций в контуре сетевого снаббера.
В схемах с очень высокой мощностью может быть полезным сочетание типов А и С с целью снизить перегрузки диода снаббера.

Рис. 2.6. Типовые схемы снабберов IGBT

2.3.2. Влияние паразитной индуктивности снаббера
На рис. 2.7. показана типичная осциллограмма напряжения на транзисторе при его выключении с использованием снаббера типа “С”, схема которого приведена на рис. 2.6. Начальный выброс напряжения (V1) вызван совместным воздействием паразитной индуктивности в цепи снаббера и процесса прямого восстановления диода
снаббера. Если в схеме снаббера используется быстродействующий диод, большая часть этого всплеска будет вызвана индуктивностью снаббера (Ls ). В этом случае мы можем вычислить величину V1 , используя уравнение 2.1.

V1=Ls x di/dt (2.1.)
где:
Ls - паразитная индуктивность снаббера;
di/dt - скорость изменения тока при выключении транзис-
тора или при восстановлении диода.
В типичной силовой цепи IGBT в самом неблагоприятном случае
di/dt будет приближаться к 0,02 А/нс  Ic. Если предельная величина V1 задана, производную di/dt можно использовать для опредеения максимально допустимой индуктивности снаббера. Например, предположим, что у нас есть силовая цепь с IGBT, которая будет работать при амплитуде тока 400 А, и что V1 должно быть ограничено до 100 В. Наихудший случай для di/dt - приблизительно:
di/dt = 0,02 А/нс  400 А = 8 А/нс
Решая уравнение 2.1 относительно Ls, получим:
Ls = V1 : di/dt = 100 В : 8 А/нс = 12,5 нГн
Из приведенных выше расчетов ясно, что для цепей IGBT с высокой мощностью требуется применять снабберы с очень низкой индуктивностью. По этой же причине снабберы должны располагаться в непосредственной близости от модулей IGBT. При проектировании снабберов должны учитываться паразитная индуктивность внутри кор-
пусов диодов снабберов и в выводах конденсаторов снабберов. Часто параллельно соединенные конденсаторы и диоды меньшего единичного номинала и размера создают меньшую индуктивность, чем одиночные компоненты большего размера. Проектирование силовой цепи IGBT с минимальной индуктивностью шины также поможет уменьшить Ls, т.к.
при этом в снаббере могут быть применены элементы с меньшими размерами, а значит с меньшей паразитной индуктивностью.

Рис.2.7. Типовая осциллограмма напряжения коллектор - эмит-
тер при выключении транзистора с использовании
снаббера

2.3.3. Влияние паразитной индуктивности шины
После начального всплеска (рис. 2.7.) переходное напряжение начинает расти снова, т.к. конденсатор снаббера заряжается. Ампитуда второго подъема (V2) зависит от емкости конденсатора снаббера и паразитной индуктивности шины. Для определения V2 мы можем применить закон сохранения энергии и получить уравнение 2.2.

1/2Lpi² = 1/2 cV2² (2.2)
Где:
Lp - паразитная индуктивность шины;
i - рабочий ток;
c - величина емкости конденсатора снаббера;
V2 - амплитуда второго подъема напряжения.
Если задано максимально допустимое напряжение V2 , то можно определить величину емкости конденсатора снаббера, которая будет требоваться для данной силовой цепи, решив уравнение 2.2. относительно С:
С = Lpi² : V2 (2.3)

2.3.4. Рекомендации для силовых цепей и снабберов
Анализ уравнения 2.3 показывает, что величина требуемой емкости прямо пропорциональна паразитной индуктивности шины. Следовательно, снижение этой индуктивности методами, описанными в разделе 2.2.4., позволяют снизить требуемую емкость снаббера.
Из уравнения 2.3 также видно, что величина С прямо пропорциональна квадрату выключаемого тока. Данный ток может быть очень высоким в течение короткого замыкания до тех пор, пока не начнут работать схемы ограничения тока, описанные в разделе 3.7.2. Параметры элементов снаббера приведенные в табл. 2.1, даны для слу-
чая, когда в силовой цепи IGBT будут протекать токи не более максимально допустимых.
Последним соображением, вытекающим из анализа выражения 2.3, является то, что величина емкости конденсатора снаббера обратно пропорциональна квадрату величины допустимого выброса напряжения сверх номинального напряжения силовой шины. Следовательно, уменьшение запаса между амплитудой всплеска напряжения и номинальным
или максимально допустимым напряжением VCES позволит существенно уменьшить требуемую величину емкости снаббера. Рекомендованные в табл. 2.1 параметры проектируемого снаббера базируются на выбросе напряжения 100 В и использовании уравнения 2.3. В табл. 2.1 представлены рекомендуемые индуктивности силовой шины постоянного тока. Эти величины выбраны с целью упростить конструирование
снаббера, эффективно управляющего переходным напряжением.
Предполагая, что заданная индуктивность силовой шины получена, можно выбрать тип снаббера и определить величину емкости конденсатора снаббера. В применениях, использующих тип модуля “шесть в одном” или “семь в одном” (сборка из шести или семи модулей) в качестве снаббера можно использовать один конденсатор с малой ин-
дуктивностью выводов, подключенный между P и N выводами ( как показано на рис. 2.6А). Аналогично, при сдвоенном типе модулей для управления переходным напряжением обычно достаточно конденсатора с малой индуктивностью выводов, подключенного между выводами С1 и E2. Обычно достаточно емкости около 1 мкФ на каждые 100 А тока
коллектора. Конденсатор должен быть пленочным полипропиленовым или с подобным диэлектриком, имеющим низкие потери, и его нужно располагать в непосредственной близости от выводов силового модуя. Суммарная индуктивность контура снаббера, включая внутреннюю индуктивность конденсаторов, должна быть сведена до минимума. Ес-
и в конкретном применении возникают паразитные осцилляции, можно применить снаббер, показанный на рис. 2.6В.
Для одиночных высокотоковых IGBT модулей одного развязывающего конденсатора обычно недостаточно для эффективного управления переходными напряжениями. В таком случае может быть использована RCD - цепь, показанная на рис. 2.6С. Этот снаббер управляет переходными напряжениями лучше, чем снабберы, показанные на рис.2.6В, т.к. он подавляет индуктивность противоположно расположенного модуля IGBT и соединения от Е1 к С2 из контура снаббера. Эта схема снаббера обычно сконструирована на небольшой печатной плате с использованием конденсаторов с аксиальными или радиальными вы-
водами, быстровосстанавливающихся диодов снаббера и силовых резисторов. Затем плата со схемой снаббера монтируется к силовым шинам непосредственно над модулем IGBT (см. рис. 2.8). Рекомендации по конденсаторам и диодам для снабберов этого типа представены в табл. 2.1.

Рис.2.8. Цепи снабберов для сборки из двух-, шести- и
семиэлементных модулей.
а) Модуль IGBT сдвоенного типа
b) Модуль IGBT типа “шесть в одном”

Технологии IGBT: текущее состояние и перспективы

2008-10-26T12:14:00.004+02:00

После вопросов Михалу Ермакову на семинаре, я утвердился в мысли, что все-таки надо найти время и поставить обзор технологий IGBT сюда. Ибо вопросы задавались конкретно. А времени развернуто отвечать особо у него не было. Решаем простым голосованием:
-кто "ЗА"? -я.
-кто "Против?" -никого.
-кто "Воздержался?" -остальные.
Принято большинством голосов -завтра будет полнотекстовая версияобзора.

Почему SEMIKRON ?

2008-10-26T11:33:00.010+02:00

В пятницу 24-го октября состоялся семинар "SEMIKRON – новые идеи и концепции"
С основным докладом выступил Михаил Ермаков ООО СЕМИКРОН, специально прилетевший ради такого дела из Новосибирска. Во вступительном слове он совершенно случайно обозначил путь к интересной цепочке рассуждений:
-SEMIKRON Electronics GmbH &KoKG является частной компанией;
-поэтому его акций нет в свободном обращении на фондовом рынке;
-ипотечный кризис, разразившийся сначала в США, затем захвативший почти весь мир, основательно "тархнул" в хвост и гриву фондовые рынки;
-и потянул за собой финансовый кризис;
-в результате публичные компании, акции которых имеют свободное обращение на бирже, повалились конкретно (примеров найдете сами множество);
-что повело за собой вывод инвестированных капиталов;
-что повлекло за собой проблемы в производственных цепочках из-за отсутствия о..(мля... забыл, как будут "обігові кошти" по-русски);
В результате чего американские производители силовых полупроводниковых приборов вынуждены уменьшить производство, что автоматически тянет за собой увеличение времени исполнения ранее размещенных заказов и изменение условий для вновь размещаемых (свободных денег на материалы для производственного цикла нет, кредит особо не получишь).
//Если кому интерсно проверить эту мысль -глянте на пресс-релизы американских компаний //
Биржи стран ЕС тоже колбасит по-серьезному, значит участь европейских компаний, акчии которых котируются на биржах, примерно похожа.
Вот тут-то и проявляется преимущество частной компании, коей и есть SEMIKRON.
(Вроде и PowerSem тоже частная немецко-индийская, но это требует проверки).
// Добавка -PowerSem тоже частная //
Т.е. пока публичные компании страдают от кризиса, частные могут инвестировать собственные капиталы в производство и отгрызать куски рынка от конкурентов.
Интересно, добьет ли этот кризис производство силовых модулей распроданной частями International Rectifier ?
Ведь для Vishay пр-во силовых модулией никак нельзя назвать основным.
Насколько я знаю. то основной конкурент SEMIKRON-a EUPEC является акционерной компанией.
Посему наблюдать за их борьбой в условиях кризиса будет весьма заманчивым занятием.

У кого есть желание поиграть в прогнозирование рынка силовых полупроводниковых приборов, в частности модулей IGBT -прошу не стесняясь кидать свои мысли в комментарии.
Здесь допускаются анонимные комментарии, регистрация не обязательна.

//Добавлено мною через час //
Как говаривал известный футбольный комментатор Маслаченко "Меня посетила мысль".
(хотя при упоминании о киевском Динамо его аж трясло, но мы ему простим).
Поскольку оный Семикрон выпускает довольно много оборудования для применеия в ветроэнергетике, то кризис на рынке строительства ему тоже не особо грозит. Инвестиции в альтернативную энергетику не уменьшаются даже сейчас. Разве что уменьшится выпуск частотников для насосных установок (если высоток станут сроить меньше). Тепловых станций никто в Европе тоже не стремится строить поболее, газ дорог и дешеветь не будет; "Топить нефтью все равно, что топить ассигнациями"(еще Д.Менделеев это говаривал, а ему уж точно верить можно), да и "парниковый эффект" еще никто не отменял. "Бацька" может конечно отменить своим указом, но это делу не поможет.
Посему "Как Вы лодку назовете, туда она и поплывет".
Innovation + Service.
бум следить за событиями.

брат-близнец SKM145GB128D

2008-10-19T11:50:00.003+03:00

Коллеги, попадался ли в руки кому-либо IGBT SII145S12 (Sirectrifier, China)??
Судя по DATASHEET, это почти брат-близнец SKM145GB128D from Semikron, та же SPT технология. При беглом рассмотрении ДатаШит, отличия есть:
-у "китайца" время включения Tdon поменьше, выключения Tdoff поболее;
-заявленная энергия переключения Eon+Eoff тоже на 1 милиДжоуль меньше, чем SKM145GB128D;
Когда я задал вопрос официальному дистрибьютору "Крансервис" в Черкассах , то там ответили, что ни разу не заказывали, и даже не знают, поставляется ти такой вообще!
Где китайцы смогли взять кристаллы SPT технологии IGBT -вопрос конечно интересный. Ибо технология SPT достаточно сложна для простого повторения.
Если кто знает в чем дело, сообщите плыыыз.

Технологии IGBT: текущее состояние и перспективы

2008-10-18T16:19:00.004+03:00

Поскольку никто не удосужился разместить где-либо обзорную информацию по современному состоянию технологий IGBT на русском, придется прибегнуть к помощи все того же Андрея Колпакова.
И разместить здесь его прошлогодний доклад на СЭЭ-2007, о котором только упоминается здесь , но полного варианта нигде более нет.
Разместим позждждждже, когда дойдут руки.......

IGBT модуль и перенапряжения : методы и советы

2008-10-18T11:08:00.038+03:00

Как и обещал месяц назад, возвращаемся к теме перенапряжений в инверторах на IGBT модулях и боpьбе сними, проклятыми.
Если присмотреться, то "все уже украдено до нас".
В смысле, что уважающие себя производители IGBT модулей дают рекомендации
по выбору демпферных конденсаторов и демпферных цепей.
Компания SEMIKRON выпустила отдельной брошюрой
AN 7006 IGBT Peak Voltage Measurement and Snubber Capacitor Specification.
Mitsubishi Electric -выбор демпферов упоминается на старницах 49, 50 и 51
в общем "IGBT Modules NF/A series. Application Note"
У DYNEX , Infineon IXYS TOSHIBA упоминаний не обнаружил.
У FUJI ELECTRIC есть выбор на страницах 49-56 FUJI ELECTRIC IGBT MODULES Application Manual .
Все Application Notes на английском.
Поскольку наш народ с подозрением относится к иностранным языкам, подозревая в их носителях "Подпольных агентов гнилого капитализма", попробуем донести вариации на тему "Как защитить IGBT модули от перенапряжений" на русском.
(Тут можно упомянуть нашего сатирика:
"Вопрос в анкете -какими языками владеете?
Ответ: феня в совершенстве и русский со словарем")
Итак, с любезного согласия автора, хорошо известного в кругах специалистов по силовой электронике, Андрея Колпакова (Питер, Россия), "маємо те, що маємо" (имеем то, что имеем, выражение стало крылатым благодаря Л.М.Кравчуку)

ПРОБЛЕМЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ IGBT ИНВЕРТОРОВ:
перенапряжения и снабберы

Разработка топологии силовых шин является наиболее
ответственным этапом проектирования импульсных
преобразовательных устройств. Одна из самых сложных
проблем связана с высокими скоростями изменения тока
современных электронных ключей и наличием паразитных
индуктивностей в цепях коммутации. Конструкция
инвертора должна при всех условиях эксплуатации
обеспечивать отсутствие опасных перенапряжений,
способных вывести силовые модули из строя.
Предлагаемая статья посвящена особенностям расчета
снабберных конденсаторных цепей, предназ
наченных для ограничения коммутационных выбросов.
Соединительные шины и звено постоянного тока
Любой реальный проводник характеризуется наличием распределенной паразитной
индуктивности L_B, особенно важным данный параметр является для силовых цепей импульсных преобразователей. При коммутации больших токов с высокой скоростью это приводит к возникновению перенапряжений на выводах электронных ключей. Например,
при отключении IGBT напряжение на коллекторе возрастает на величину
ΔV = L_B x di_C/dt
относительно потенциала шины питания VDC,
где di_C/dt — скорость спада тока коллектора.
В результате суммарный сигнал «коллектор–эмиттер» VCE = VDC+ΔV может превысить
допустимое значение и вывести транзистор из строя. Аналогичный процесс происходит при открывании IGBT, в этом случае перенапряжение вызывается скачком тока dirr /dtrr (irr , trr—ток и время обратного восстановления) при выключении оппозитного диода. Именно поэтому для диодов, предназначенных для применения в частотных преобразователях, очень важным свойством является плавность характеристики восстановления и согласованность динамических свойств с параметрами IGBT. Всем указанным требованиям отвечают быстрые диоды семейства CAL компании SEMIKRON [1].
Залогом надежного функционирования импульсного преобразовательного устройства является низкоиндуктивный дизайн DC-шины. Существуют достаточно простые правила, соблюдение которых позволяет свести к минимуму распределенные характеристики звена постоянного тока. Как показано на рис. 1а, величина «петли», определяемая несов-падением путей протекания тока по положительному и отрицательному проводникам шины питания, непосредственно связана со значением паразитной индуктивности.
Оптимальной считается копланарная структура шины (в англоязычной литературе она
называется «sandwich»), в которой терминалы (+) и (–)
расположены плоско-параллельно (рис. 1б).

Кроме того, конструкция преобразователя должна обеспечивать кратчайшие связи между источником напряжения (конденсаторами звена постоянного тока) и выводами питания полупроводниковых ключей. Простейший вариант копланарной DC-шины с межслойным изолятором применен в инверторе мощностью 200 кВА на основе стандартных модулей IGBT (рис. 2а). Эта сборка, выпускаемая компанией SEMIKRON более 20 лет, показала очень высокую надежность во всех режимах эксплуатации. Достоинством показанной конструкции является также простота наращивания мощности за счет параллельного соединения силовых ключей (в данном примере одно плечо инвертора состоит из 2 параллельных модулей).

При серийном производстве, как правило, используются многослойные ламинированные шины. Они представляют собой прессованные плоские сборки, которые состоят из проводников, изолированных друг от друга тонким слоем диэлектрика. Имея
симметричную параллельную топологию, такая конструкция обеспечивает согласованную высокую проводимость слоев, оптимизированное значение распределенной емкости и очень низкую паразитную индуктивность. Один из проводников (например,минус силового питания) может также выполнять функции экрана. Кроме повышения надежности, обусловленного минимальным уровнем перенапряжений, это гарантирует хорошую электромагнитную совместимость изделия. В качестве материала проводников обычно используется алюминий, медь и медные сплавы. В окончательном виде набор проводящих и изолирующих слоев прессуется с использованием эпоксидного наполнителя для повышения механической прочности. Применение ламинированных шин улучшает отвод тепла от силовых модулей и конденсаторов звена постоянного тока и позволяет создать компактные легкие конструкции (например, как на рис. 2б).

Снабберы
Для ограничения переходных перенапряжений в большинстве случаев применяются
специальные снабберные конденсаторы, размещаемых непосредственно на DC-терминалах модулей IGBT. В самом общем смысле снаббер работает как фильтр низких частот,
замыкающий через себя ток переходного процесса.
Номинал конденсатора Cs вычисляется исходя из заданного уровня перенапряжения Vos и значения энергии, запасенной в паразитной индуктивности шины L_B при комму-
тации тока Ipeak:

Снабберы применяются как для ограничения переходных перенапряжений, так и для
снижения динамических потерь в силовых ключах. В последнем случае с их помощью
формируется траектория переключения: параллельные емкости снижают скорость нарастания напряжения, индуктивности в цепях коммутации ограничивают скорость
нарастания тока. Наиболее распространенные виды снабберных цепей приведены
на рис. 3, а их выбор зависит от многих параметров — типа силовых модулей (IGBT, MOSFET, тиристор), рабочей частоты, параметров нагрузки.

Практически все современные транзисторы и модули IGBT имеют прямоугольную область безопасной работы (ОБР или SOA—Safe Operating Area), то есть допускают работу в режиме «жесткого переключения», когда коммутируется максимальный ток и напряжение. В этом случае, как правило, рекомендуется простейший снаббер, представляющий собой низкоиндуктивный пленочный конденсатор, установленный параллельно шинам питания полумоста. Конструкция снабберной емкости должна обеспечивать не только минимальную распределенную индуктивность, но и удобство подключения к терминалам силового модуля.
Внешний вид подобных специализированных элементов показан на рис. 4б–г.

Применение обычных высоковольтных конденсаторов (например, как на рис. 4а) в качестве
снабберов недопустимо.
Для снижения добротности паразитного колебательного контура последовательно
с конденсатором может быть установлен резистор (рис. 3б). Такая схема обычно исполь-
зуется в низковольтных сильноточных преобразователях с MOSFET ключами. В случае, когда снаббер должен быть установлен на каждом плече полумоста или для ограничения скорости коммутации тиристорных ключей рекомендуется цепь, представленная на рис. 3в. Быстрый диод и резистор, используемые в этой схеме, необходимы для разделения цепей заряда и разряда и ограничения разрядного тока. Постоянная времени снаббера
— Ts с должна быть как минимум в 3 раза ниже периода рабочей частоты (R_SC_S < Tsw /3).
В наиболее мощных схемах паразитная индуктивность, образованная снабберной цепью, может оказаться настолько большой, что это приведет к появлению выбросов напряжения, вызванных коммутацией тока на индуктивности снаббера. В этом случае используется схема (рис. 3г): принцип ее работы такой же, как в предыдущем случае, однако
паразитная индуктивность ниже, поскольку снабберы подключены непосредственно к кол-
лектору и эмиттеру каждого транзистора полумоста. Несмотря на очевидные преимущества, последняя схема на практике используется крайне редко из-за своей сложности.

На рис. 5а показан график изменения напряжения VCE «коллектор–эмиттер» при выключении IGBT со скоростью diс /dt при наличии и отсутствии снабберного конденсатора.
Для анализа использована эквивалентная схема, приведенная на рис. 5б.
Амплитуду пика перенапряжения ΔV1, вызванного наличием паразитной индуктивно
сти цепей коммутации LS, можно рассчитать по формуле:

Суммарная величина ΣLS включает в себя индуктивность выводов IGBT
L_CE = LС+LE и DC-шины LDC = L_DC++L_DC– .
При использовании снаббера величины ΔV2 и ΔV3 зависят от распределенных характеристик терминалов IGBT, паразитной индуктивности снабберного конденсатора LS ,
его емкости CS и запасенной в LDC энергии:

Приведенные выражения можно использовать для вычисления емкости снаббера и его
максимально допустимой индуктивности при заданных ΔV2 и ΔV3. Значение CS оказывает-
ся прямо пропорциональным величине паразитной индуктивности. Таким образом, кор-
ректная топология силового каскада, обеспечивающая минимальное значение LDC, позво-
ляет снизить требования к снабберным цепям.
К сожалению, характеристики паразитного контура DC-шины плохо поддаются расчету или моделированию, поэтому в процессе разработки часто приходится корректировать параметры снабберной схемы на основании результатов экспериментальной проверки. Основным критерием выбора является минимальное значение перенапряжения и отсутствие опасных осцилляций. Кроме того, разработчик должен понимать, что никакой снаббер не спасет силовые ключи от перенапряжения при плохо спроектированной DC-шине, имеющей большую площадь токовой петли. Классический пример приведен на рис. 6: применение параллельных проводников звена постоянного тока (вместо копланарных) приводит к тому, что в режиме короткого замыкания уровень перенапряжения может превысить 1000 В, несмотря на наличие снаббера!

При выборе конденсатора необходимо учитывать следующие его характеристики:
• допустимое напряжение постоянного тока VRmax;
• максимальную величину напряжения или тока пульсаций Vrms или Irms ;
• величину емкости и эквивалентной последовательной индуктивности (ESL —
Equivalent Series Inductance);
• срок службы.
Следует учесть, что умодулей IGBT 12-го класса напряжение DC-шины не должно превы-
шать 850–900 В; в этом случае рекомендуется применение снабберов с VRmax = 1000 В.
Соответственно, для 1700 вольтовых IGBT (допустимое значение VDC < 1200 В) мини-
мальное рабочее напряжение конденсатора составляет 1250 В.
Значение емкости снаббера должно быть достаточным для подавления пиковых сигналов, образующихся при отключении IGBT— в реальных схемах обычно используются конденсаторы емкостью 0,1–1 мкФ. Как показывает практика, при некорректной топологии
DC-шины увеличивать емкость снаббера бесполезно — это приводит только к повышению колебательности паразитного контура звена постоянного тока. Именно поэтому одним из важнейших параметров снабберного конденсатора является ESL — собственная
распределенная индуктивность LS, непосредственно влияющая на величину выброса ΔV2
(рис. 5). Наименьшей величиной ESL обладают специализированные конденсаторы
с широкими плоскими выводами (рис. 4), которые могут крепиться непосредственно к си-
ловым терминалам модуля.
Снаббер, как и любой импульсный конденсатор, способен выдерживать ограниченную
величину энергии за период коммутации, в спецификациях данные ограничения задаются в виде параметров I 2t или v 2t. Токи и напряжения пульсаций можно достаточно просто измерить с помощью современных цифровых осциллографов. Следует учесть, что высокий пиковый ток перегрузки способен вывести строя конденсатор, даже если уровень напряжения при этом ниже справочных значений. Критическим параметром в этом
случае является уровень запасаемой энергии, избыток которой способен привести к час-
тичному разрушению (испарению) металлизации пленки в зоне ее контакта с выводами.
Как правило, при этом резко возрастает тангенс угла потерь или уменьшается емкость.
Каждое переключение IGBT вызывает появление затухающих колебаний, возникающих в контуре между снабберным конденсатором и емкостью DC-шины. Максимальная амплитуда и частота этих осцилляций (рис. 5) могут быть определены с помощью приведенных ниже формул:

Установившееся значение температуры перегрева снаббера определяется среднеквадратичным значением тока Irms , условиями охлаждения и способом монтажа (например, при стандартной установке снаббера на выводы силового модуля их температура является начальной при расчете). Величина Irms зависит от частоты колебаний, которая в свою очередь определяется паразитной индуктивностью
шины LDC и номиналом конденсатора CS . С ростом частоты пульсаций допустимое зна-
чение тока снижается из-за роста потерь, практические рекомендации по измерению значения Irms даны ниже.

Методы измерения
В отличие от тока коллектора, который в режиме КЗ может в 6–10 раз превышать но-
минальное значение, перегрузка IGBT по пиковому напряжению VCES недопустима
и практически всегда ведет к отказу. В связи с этим особенно важно проводить измерения максимально возможного перенапряжения (VCEpeak ) конкретной схемы в предельных режимах работы. Отсутствие опасных перегрузок свидетельствует о том, что сам модуль, устройство управления (резистор затвора), дизайн DC-шины, а также тип и номинал снаббера выбраны корректно.
Рекомендуется проводить анализ работы схемы в 4 режимах:
1. Максимальный ток нагрузки.
2. Короткое замыкание нагрузки при максимальной и минимальной индуктивности цепи КЗ.
Примечание: существует несколько разновидностей короткого замыкания, например,
КЗ нагрузки, КЗ кабеля на стороне нагрузки или на стороне преобразователя рядом с вы-
ходными каскадами. Индуктивность цепи замыкания LSC в зависимости от режима может превышать 10 мкГн или быть менее 1 мкГн при аварии непосредственно на выходе инвертора (наихудший случай). Тесты должны предусматривать анализ всех возможных состояний при минимальной и максимальной температуре кристаллов Tj.
Наибольшее значение перенапряжения наблюдается при наименьшем значении LSC ,
когда схема защиты выключает IGBT непосредственно перед выходом из насыщения.
3. Сквозной пробой при одновременном открывании обоих транзисторов полумоста
(эта ситуация исключается при использовании драйверов с функцией Interlock).
Примечание: необходимо проанализировать 2 возможных состояния — одновременное
включение верхнего и нижнего плеча полумоста, а также включение IGBT при открытом оппозитном транзисторе.
4. Запирание оппозитных диодов.
Примечание: выключение диода может сопровождаться появлением пикового выброса
напряжения, воздействующего как на сам диод, так и на параллельный IGBT. Наиболее
тяжелый режим наблюдается при низком токе (<10% IC) и низкой температуре. В некоторых случаях снаббер оказывается более необходимым именно для ограничения пере-
напряжения при запирании диода.
Измерение VCE следует производить максимально близко к чипу IGBT. Для интеллек-
туальных модулей SKiiP ближайшими к кристаллам точками являются DC-терминалы.
У модулей IGBT семейства SEMiX можно использовать дополнительные сигнальные выводы эмиттеров, расположенные непосредственно рядом с чипами. При использовании DC-выводов в качестве контрольных точек к измеренным значениям необходимо добавлять разницу потенциалов, образующуюся на внутренней индуктивности модуля LCE ,определяемую как L_CEx di/dt.
Самым распространенным на практике способом измерения является так называемый метод «двойного импульса» (рис. 7).

Для различных значений индуктивности нагрузки и длительности импульса управления этот метод позволяет имитировать практически любые условия работы от минимального тока нагрузки до режима КЗ. Одиночный импульс переменной длительности используется для анализа режима КЗ, при этом он вырабатывается обычным генератором, в то время как для формирования «двойного импульса» необходим контроллер.
Стандартная процедура измерений, используемая компанией SEMIKRON, включает следующие шаги:
• Напряжение DC-шины задается от изолированного источника напряжения, позволяющего ограничивать величину выходного тока (как правило, 100 мА). Напряжение устанавливается максимальным для конкретной схемы (обычно это уровень
срабатывания защиты от перенапряжения).
• Цепь КЗ создается с помощью кабеля большого сечения, соединяющего АС-выход с од-
ним из выводов питания (рис. 8). Длина кабеля определяет его индуктивность (1 м дли-
ны соответствует примерно LSC = 1 мкГн).
Аварийное состояние может также быть сымитировано при соединении двух выходов 3-фазного инвертора. При этом один IGBT (например, верхний в фазе 1) должен быть постоянно открыт, а импульс управления должен воздействовать на нижний ключ в фазе 2 или 3.
• К драйверу IGBT подключается контроллер, формирующий одиночный или двойного импульс управления. Если схема защиты управляется не драйвером затворов, а контроллером, необходимо производить мониторинг сигнала неисправности для
определения момента отключения затвора IGBT модуля.
• Измерения начинаются при максимально возможном значении индуктивности ISC цепи КЗ. Длительность одиночного импульса управления увеличивается (соответственно, увеличивается пиковый ток коллектора IGBT) до момента срабатывания защиты от перегрузки. Производится измерение VCEpeak .
• Тест повторяется при снижении величины ISC до минимума.
• Для анализа поведения схемы при включении IGBT и выключении оппозитного диода подается двойной импульс управления. Диод (например, в нижнем плече ВОТ) выходит из проводящего состояния при открывании оппозитного IGBT в плече ТОР.
• Измерения необходимо провести на каждом IGBT, наивысшее значение перенапряжения обычно наблюдается на ключе, наиболее удаленном от конденсаторов DC-шины. Тесты повторяются при низкой и высокой рабочей температуре. Для задания Tjmax достаточно разогреть радиатор с помощью внешнего источника тепла, поскольку при управлении от одиночных импульсов разница температур кристаллов и теплоотвода незначительна.

Рекомендации по подключению измерительных приборов:
• Для обеспечения безопасности и повышения точности измерений осциллограф должен быть заземлен. Для предотвращения короткого замыкания необходимо использовать изолированный источник питания DC-шины.
• Рекомендуется соединять минусовый вывод пробника напряжения кшине DC+ при
измерении VCE IGBT верхнего плеча. Такое подключение позволяет снизить синфазные шумы в измеряемом сигнале. Если же необходимо одновременно контролировать напряжение затвора TOP IGBT, то производится заземление АС выхода полумоста (рис. 8б) и к нему подключается минусовый вывод пробника напряжения.
• Пробник с изолированным дифференциальным входом может быть использован для измерений в случае, если он имеет достаточно широкую полосу пропускания.
• Для уменьшения влияния синфазных шумов рекомендуется использование ферритовых колец соответствующего размера на измерительных кабелях пробника и осциллографа.
Коммутация IGBT и диода вызывает появление пульсирующих токов, замыкающихся
через основные конденсаторы. При выключении IGBT возникает положительный пик
тока шины, соответствующий заряду снаббера, и последующий затухающий колебательный процесс в контуре между емкостями CS и CDC_link (рис. 9а).

При запирании и обратном восстановлении диода снаббер частично разряжается, в результате чего возникает пиковый ток, протекающий в отрицательном направлении.
Как и в предыдущем случае, это сопровождается колебаниями, причем их амплитуда
может быть даже выше (рис. 9б). Частота осцилляций (как правило, она находится в ди-
апазоне от 100 кГц до нескольких МГц) в обоих случаях определяется паразитной индук-
тивностью DC-шины и величиной CS . Измерение тока пульсаций может быть проведено с помощью петли Роговского, размещенной на выводе снаббера. Использование вольтметров или функции «RMS», доступной у некоторых современных осциллографов, не дает корректных результатов из-за очень малой величины усредненного за период сигнала на фоне большого смещения.
Реальный смысл определение среднеквадратичного значения сигнала имеет только в те-
чение переходного процесса, возникающего при выключении диода «ВОТ» (t1 на рис. 10)
или IGBT «ТОР» (t2 на рис. 10). Оба этих процесса повторяются на каждом периоде
коммутации T = 1/fsw. Анализ должен быть проведен при максимальной рабочей тем-
пературе, поскольку при этом ток обратного восстановления диода максимален. Кроме
того, предельные режимы работы преобразователя нормируются именно для этого слу-
чая. Необходимо также учесть, что допустимые значения Irms и Vrms зависят от частоты
осцилляций, и это должно быть отражено в спецификации снабберного конденсатора.
Все конденсаторы очень чувствительны к величине рабочей температуры, превышение ее предельного значения в результате внешнего нагрева или саморазогрева, как правило, ведет к мгновенному отказу. Перегрев снабберных конденсаторов может быть вызван следующими причинами:
• потери мощности при протекании переменного тока (зависят от тангенса угла потерь и эквивалентного сопротивления ESR);
• повышение температуры окружающей среды;
• нагрев от внешних элементов конструкции (силовой модуль, DC-шина);
При известном тепловом сопротивлении конденсатора Rth его рабочая температура оп-
ределяется как Top = Tbody+Rth"I 2"ESR, а величина Tbody может быть измерена термопа-
рой на корпусе снаббера.

Заключение
Проектирование преобразователей высокой мощности является сложнейшей задачей,
требующей внимательного подхода на всех этапах. Успешная разработка подобных изделий немыслима без учета распределенных параметров конструкции. Одной из главных
характеристик конструкции конвертора является распределенная индуктивность звена
постоянного тока, определяющая уровень переходных перенапряжений и во многом вли-
яющая на надежность работы изделия. В предлагаемой статье приведено объяснение процессов, происходящих при коммутации силовых ключей в инверторных схемах,
даны рекомендации по проектированию силовых преобразователей в части расчета уровня
коммутационных выбросов, а также выбора типа и номинала снабберных конденсаторов.
Все сказанное проверено многолетним опытом работы дизайнерского центра компании
SEMIKRON. За прошедшие годы инженерами и конструкторами фирмы накоплен уникальный опыт разработок мощных конверторов, ярким примером этому служит то, что более 15 000 типов таких изделий успешно эксплуатируется в различных отраслях промышленности. Диапазон выпущенных сборок SEMISTACK простирается от простейших выпрямителей зарядных устройств до блоков, работающих в лифтах, ветроэлектростанциях, гелиоустановках, электромобилях, субмаринах. В первую очередь инженеры компании специализируются на проектировании сложных изделий, главным требованием к которым является надежная работа в тяжелых условиях эксплуатации. ■
Литература
1. Колпаков А. И. Антипараллельные диоды SK для новых полений IGBT // Электронные Компоненты. 2005. № 2.
2. Christopher A. Dimino, Ravi Dodballapur. A low inductance, simplified snubber, power inverter implementation. MagneteTek Drives and Systems Division. New Berlin WI, 53151 USA.
3. Колпаков А. И. IGBT — инструкция по эксплуатации //Силовая Электроника. 2007. № 1.
4. IGBT Peak Voltage Measurement and Snubber Capacitor Specification. SEMIKRON Application Notes AN-7006. SEMIKRON INTERNATIONAL GmbH, 2008.

Замена транзисторов в приводах с ЧПУ

2008-10-14T15:22:00.004+03:00

Вылез очередной вопрос, что делать с биполярными транзисторами в ЧПУ-шных приводах?
Если нужно ремонтировать инвертор, собранный что на КТ839-х, что на молодечновских модулях типа МТКД , либо BOSH-евский на QM-ах. Этих транзисторов днем с огнем не сыщешь!
Знакомые в Сумах успешно переделывают старый BOSH используя вместо биполярных дарлингтонов QM Mitsibishi IGBT SKM150GB128D SEMIKRON.
Для этого нужно:
-поменять конденсаторы демпферов (хотя можно и оставить);
-поменять выходную часть драйверов, испльзовав, напр. пару КТ972 КТ973;
-раздача ВЧ на трансы питания драйверов остается, нужно немного домотать их вторички, чтобы обеспечить стабилизированное напряжение включения IGBT +15V;
-запирающее отрицательное можно не трогать;
-поставить стабилитроны по затвору и затворный резистор;
И все работает!!

Trench 4 – универсальная технология IGBT

2008-10-09T16:05:00.022+03:00

Андрей Колпаков, инженер ООО «СЕМИКРОН»
Ул. Б.Пушкарская, 41, С-Петербург, 197101, Россия
Тел./факс: (+7812) 232-9825, e-mail: Andrey.Kolpakov@semikron.com

Annotation – main features of new IGBT Trench 4 technology and CAL 4 fast diode technol-ogy, analysis of the static and dynamic behaviour of IGBT T4
Keywords – IGBT, technology, static behaviour, dynamic behaviour
ВВЕДЕНИЕ
Использование новых типов кристаллов IGBT в стандартных конструктивах дает возможность увеличить техническую эффективность и мощностные характеристики силовых преобразовательных устройств без изменения их конструкции. В модулях семейств MiniSKiiP, SEMiX, SEMITRANS и SKiM, производимых компанией SEMIKRON начиная с 2007 года, применяются чипы нового поколения: Trench 4 IGBT от Infineon и антипараллельные диоды CAL 4 собс-венной разработки. Улучшенные технические харак-теристики силовых ключей серии Т4 позволяют им с успехом заменить практически все используемые в настоящее время типы низковольтных IGBT. Основ-ные особенности технологии Trench Field Stop были подробно рассмотрены в [1]. Предлагаемая статья по-священа вопросам применения компонентов 4 поколения.

Рис. 1. Уменьшение размера кристаллов IGBT и напряжения насыщения VCEsat

На рисунке 1 показано как исторически шло уменьшение площади чипов IGBT, сопровождающееся соответствующим улучшением характеристик проводимости. С появлением 4 поколения IGBT, выполненных по технологии Trench Field Stop, плотность тока повысилась с 85 А/см2 (SPT IGBT) и 115 А/см2 (T3 IGBT) до рекордного на сегодняшний день пока-зателя 130 А/см2.
Размер чипов IGBT Т4 рассчитан из условия достижения оптимального соотношения между стоимо-стью, электрическими и тепловыми характеристиками. Следует отметить, что неизбежной платой за уменьшение активной площади полупроводников яв-ляется повышенное тепловое сопротивление и худшая стойкость к режиму короткого замыкания. Для преодоления проблем, связанных с повышением плотности мощности, необходимо снижать уровень потерь.
При переходе от второго к третьему поколению IGBT усилия производителей были направлены на уменьшение потерь проводимости (напряжения насыщения VCEsat). Основной задачей, поставленной при разработке Trench 4 IGBT, стало улучшение динами-ческих характеристик и обеспечение более плавного характера переключения.
Кроме того, для повышения перегрузочной способности диапазон рабочих температур должен быть расширен до величины не менее Tjmax = 175C, такое требование выдвигаются в первую очередь производителями транспортных приводов. Если учесть, что стандартным значением «теплового запаса» для пиковых перегрузок считается 25C, то для кристаллов 4 поколения номинальной долговременной рабочей температурой является 150C. В пересчете на выход-ную мощность 3-фазного инвертора это означает прибавку не менее 20% по сравнению с модулями, у ко-торых величина Tjmax ограничена на уровне 125C.
Кристаллы IGBT4 созданы на основе Trench технологии 3 поколения, которая используется при произ-водстве модулей SEMIKRON 066, 126 и 176 серий с рабочим напряжением 600, 1200 и 1700 В соответственно. Эти компоненты отличаются очень хорошими характеристиками проводимости: напряжение насыщения VCEsat модулей 126 серии при номинальном токе и температуре 25С не превышает 1,7 В, для компонентов 066 серии VCEsat = 1,45 В. Однако уровень динамических потерь у них достаточно высок, и в ре-жиме «жесткой коммутации» применение ключей данного типа на частотах выше 5…7 кГц нецелесообразно.
Существенное улучшение характеристик было достигнуто благодаря оптимизации основных элемен-тов вертикальной структуры чипа: n- – базы, n-Field Stop слоя, предназначенного для повышения напряжения пробоя, и эмиттера. В результате модернизации Trench технологии удалось снизить суммарное значение потерь в широком диапазоне частот и обеспечить более плавный характер переключения. Не менее важным достижением является увеличение допусти-мой рабочей температуры Tjmax кристаллов с 150°C до 175°C. Благодаря этому применение нового поколения модулей IGBT позволяет увеличить запас по перегрузке в динамических режимах и повысить надежность работы преобразователей.
В таблице 1 приведены основные характеристики IGBT различных типов, определяющие мощность потерь. Для корректности сопоставления значения параметров даны при температуре Tj = 125°C, а для чипов 4 поколения добавлены соответствующие величины для Tj = 150°C.

Таблица 1. Сравнительные характеристики IGBT различных поколений
(рабочее напряжение 1200 В, номинальный ток кристалла – 100 А)
Параметр, единица измерения Trench IGBT3 Trench IGBT4 / 150С
Напряжение насыщения VCEsat, В (@ ICnom, 25С) 1,7 1,8
Напряжение насыщения VCEsat, В (@ ICnom, 125С) 2,0 2,1 / 2,2
Энергия переключения Еsw, мДж (@ 125С) 27 19 / 21
Тепловое сопротивление Rth(j-c), С/Вт 0,22 0,27
Заряд затвора QG, мкКл
(@ VGE = -8/+15 B) 0,9 0,57
Температура кристалла Tjmax, С 150 175

Рис. 2. Зависимость энергии потерь модуля SKM 200GB12T4 от температуры кристалла Tj (А) и сопро-тивления затвора RG (B)

Как было отмечено выше, IGBT новой генерации отличаются пониженным уровнем динамических потерь. Значение параметра Eoff у силовых ключей серии T4 даже несколько меньше, чем у наиболее универсальных на сегодняшний день модулей SPT, а по сравнению с Тrench IGBT третьего поколения этот показатель улучшен на 30%. Причем это сравнение справедливо как для стандартных условий измерения (125С), так и для новых (155С), оговоренных в спецификации.
В зависимости от температуры кристалла, энергия потерь Esw может быть рассчитана в соответствии с выражением, использующим линейный температурный коэффициент ТС:
Esw(Tj) = Esw(150°C) × (1− TC × (150°C − Tj))
где ТСI = 0,0034 для IGBT, ТСD = 0,006 для антипараллельного диода.
На графиках (рис. 2а) показаны измеренные и расчетные значения Esw для различных температур Tj.

Рис. 3. Зависимость времени t и скорости переклю-чения di/dt от резистора затвора RG

Процессы, происходящие при выключении Trench IGBT и модулей других современных типов (SPT или NPT), заметно отличаются. Главное различие состоит в том, что время tf и потери выключения Eoff для ком-понентов, производимых по Trench технологии, прак-тически не зависят от величины сопротивления затвора RG.

Рис. 4. «Полумягкий» (А) и жесткий (В) режим ко-роткого замыкания

Очень важным показателем IGBT, характеризующим надежность работы ключа в динамических режимах, является нормированное время короткого замыкания tsc – время, в течение которого модуль способен без повреждения проводить ток самоограничения, определяемый крутизной IGBT. До появления тонкопленочных технологий этот показатель обычно рав-нялся 10 мкс при комнатной температуре. Для современных силовых ключей значение tsc пришлось сократить до 5-6 мкс из-за невозможности быстро рассеивать в тонком кристалле огромное количество энергии, выделяемой в режиме КЗ.
Существует несколько разновидностей состояния короткого замыкания, два из которых показаны на рисунке 4:
• «полумягкий» режим (4а) – IGBT включается на КЗ нагрузку (отрезок кабеля с нормированной рас-пределенной индуктивностью) при Tj = 150°C, VCC = 900 В, VCE(max) = 1160 В, ICM = 1715 A, RG(off) = 15 Ом;
• «жесткий» режим (4b) – оба IGBT полумоста от-крываются одновременно при Tj = 150°C, VCC = 900 В, VCE(max) = 1136 В, ICM = 1524 A, RG(off) = 15 Ом;

Где:
Tj – температура кристалла,
VCC – напряжение DC шины,
VCE(max) - максимальное напряжение на DC термина-лах модуля,
ICM = 1524 A – ток отключения,
RG(off) = 15 Ом – сопротивление затвора при выключе-нии.

При напряжении питания VCC = 600 В безопасное отключение IGBT может происходить при номиналь-ном значении резистора затвора. При повышении на-пряжения DC шины необходимо обеспечить т.н. режим «плавного» выключения (STO – Soft Turn-Off или SSD – Soft Shut-Down), т.е. снизить скорость выключения. Это достигается с помощью увеличения номи-нала резистора затвора RGoff или за счет использования специальной траектории изменения VGE, например введения промежуточной ступеньки управления VGoff = 0.
Точное значение сопротивления затвора для режима SSD определяется экспериментально, оно должно обеспечивать отсутствие опасных выбросов напряже-ния при отключении режима КЗ. Амплитуда этих перенапряжений зависит от скорости выключения и величины паразитной индуктивности цепи LS. Как показано на рисунке 4, уровень выбросов зависит также от типа КЗ. К выбору величины RGoff надо относиться очень аккуратно, т.к. его неоправданное увеличение может привести к опасному росту потерь выключе-ния.

ЭЛЕКТРОМАГНИТНАЯ СОВМЕСТИМОСТЬ
Состав спектра электромагнитных помех инвертора завит в основном от градиентов тока IC(t) и напря-жения VCE(t), образующихся при коммутации силовых ключей. Для современных полупроводниковых модулей средней мощности достижимы скорости измене-ния напряжения до 10 кВ/мкс и тока – до 10 кА/мкс (при комнатной температуре). С ростом температуры характер коммутации становится более плавным, и указанные значения градиентов снижаются на 50…60%.
Скорость спада тока при выключении di/dt практи-чески линейно зависит от IC, а при возрастании напряжения DC-шины она увеличивается незначительно. Довольно неожиданным является тот факт, что di/dt для Trench 4 практически не спадает с ростом сопротивления затвора, как показано на рисунке 3b. В действительности в определенном диапазоне увеличение RG даже несколько повышает скорость выключения тока, и только при больших величинах сопротивления di/dt снова начинает падать. Этот эффект вызван накоплением носителей заряда в базе транзистора в момент выключения: при малых значениях RG электроны задерживаются в базовой области IGBT, большой накопленный заряд является причиной достаточно плавного наклона характеристики выключения. При увеличении резистора затвора, MOS канал IGBT структуры оказывается полностью закрытым в момент, когда ток начинает спадать. При этом электронов, которые могли бы создать дополнительный ток, уже нет, а оставшееся небольшое количество дырок быстро рассасывается, что приводит к увеличению скорости выключения. Данный процесс подробно описан в [3].

КОММУТАЦИОННЫЕ ПЕРЕНАПРЯЖЕНИЯ

Рис. 5. Зависимость амплитуды переходных пере-напряжений от резистора затвора RG (IC = 2IСnom = 600 A, VDC = 600/800 B, модуль SKM300GB12T4): при нормальной (RT) и повышенной температуре (А), при различных напряжениях DC-шины (В)

Резкий спад тока коллектора, происходящий при выключении силового модуля, вызывает появление импульсных перенапряжений dV, наводимых на паразитных индуктивностях LS коммутируемых цепей: dV = LS  di/dt. Коммутационные пики добавляются к напряжению DC-шины и образующийся в результате суммарный сигнал VCE = VDC + dV может превысить напряжения пробоя IGBT. Необходимо также учесть, что предельное значение VCEmax является характеристикой кристалла, а из-за наличия внутренней индуктивности выводов LCE напряжение на чипах в импульсных режимах всегда выше, чем на DC термина-лах модуля на величину LCE  di/dt. В зависимости от конструкции модулей и скорости выключения эта разница может достигать 100 и более вольт.
Измерения, проведенные на дополнительных сиг-нальных выводах коллектора и эмиттера (Ex, Cx), рас-положенных непосредственно рядом с чипом IGBT, показали, что наибольшее значение перенапряжения VCEmax наблюдается на «холодном» кристалле (см. рис 5а). При увеличении в некоторых пределах резистора затвора RG возрастает как скорость выключения di/dt, так и амплитуда выбросов, как показано на рисунке 5b. Ограничить уровень перенапряжения становится возможным только при достаточно больших значени-ях RGoff (> 20 Ом для модуля с номинальным током 300 А), что естественно ведет к заметному росту по-терь выключения. При работе с большими уровнями напряжения DC-шины (VDC > 800 B) между DC терминалами модуля должен быть установлен снабберный конденсатор (см. рис 5b). Кроме того, для предотвращения пробоя силового ключа в режиме КЗ в этом случае рекомендуется использование режима «плавного» отключения.

ВНУТРЕННИЙ РЕЗИСТОР ЗАТВОРА RGINT
Чтобы обеспечить синхронное управление кристаллами, соединенными в параллель внутри модуля, каждый из них должен иметь индивидуальный резистор затвора. Это необходимо для компенсации разброса напряжения открывания VGE(th), на что следует обращать особое внимание при проектировании: достаточно распространенной ошибкой является непо-средственное соединение затворов параллельных модулей. Разница в значении VGE(th) (см. рис. 6b) приводит к тому, что чип с минимальным VGE(th) откроется первым и примет на себя всю токовую нагрузку. Этот эффект усугубляется тем, что напряжение отпирания затвора имеет отрицательный температурный коэффициент. IGBT с большим пороговым напряжением откроется с задержкой t11, определяемой временем включения модуля с меньшим VGE(th). Напомним, что длина горизонтального участка характеристики затвора зависит от значения емкости Миллера «коллектор – затвор» Ccg. Спадающее напряжение на коллекторе дифференцируется этой емкостью и создает ток, ком-пенсирующий ток включения.
Для решения проблемы существует простое и хорошо известное решение: все параллельно соединенные ключи должны иметь индивидуальные и одинаковые резисторы затвора. В этом случае напряжение на каждом затворе будет нарастать независимо и разница времени задержки включения не превысит t1, как показано на рисунке 6а.

Рис. 6. Задержка при включении параллельных IGBT: А – при использовании раздельных резисторов затвора, В – при использовании общего резистора затвора

В зависимости от номинального тока кристалла IC-nom SEMIKRON использует следующие номиналы за-творных резисторов:
RGint = 10 Ом (ICnom = 75 A)
RGint = 7,5 Ом (ICnom = 100 A)
RGint = 5 Ом (ICnom = 75 A)
RGint = 2 × 5 Ом (ICnom = 300 A; 2 чипа в параллель с ICnom = 150 A)
RGint = 4 × 7,5 Ом (ICnom = 400 A; 4 чипа в параллель с ICnom = 100 A)

Отметим, что при нормировании динамических характеристик IGBT внутренний резистор затвора не включается в справочное значение RG, под которым подразумевается только внешнее сопротивление. Тем не менее, величину RGint необходимо учитывать при расчетах нагрузочных параметров драйвера: предель-ного тока управления IGM или минимального резистора затвора RGmin.

АНТИПАРАЛЛЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ
Для того чтобы модернизированные кристаллы IGBT наиболее полно проявили свои преимущества, они должны использоваться с антипараллельными диодами, согласованными с ними по плотности мощности, статическим и динамическим характеристикам. Для решения этой задачи фирмой SEMIKRON было создано четвертое поколение быстрых диодов на основе собственной технологии CAL (Controlled Axial Lifetime), главными отличительными особенностями которой являются плавный характер переключения во всем диапазоне рабочих токов, высокий иммунитет к dI/dt и малый ток обратного восстановления.
При разработке CAL-диодов 4 поколения основное внимание уделялось обеспечению плавной кривой обратного восстановления dIrr/dt и согласованию характеристик восстановления с динамическими свойствами Trench 4 IGBT. Усовершенствование структуры кристаллов позволило на 30% повысить допустимое значение плотности тока, при этом потери переключения остались на уровне, достигнутом в диодах предыдущей генерации CAL3. Использование нового способа пассивации DLC (Diamond Like Carbon) дало возможность увеличить значение предельной рабочей температуры чипов до 175С и добиться наилучшего согласования параметров диодов CAL4 с характеристиками IGBT Trench 4.

ВЗАИМОЗАМЕНЯЕМОСТЬ
Для большинства применений замена модулей IGBT предыдущих серий на компоненты 4 поколения дает очевидные преимущества: снижение уровня потерь, уменьшение коммутационных перенапряжений, улучшение электромагнитной совместимости. Суще-ственно меньше оказывается потребляемая от драйвера мощность, т.к. величина заряда затвора QG для силовых ключей Trench 4 снижена более чем на 30%.

Рис. 7. Зависимость максимального выходного то-ка 3-фазного инвертора от частоты коммутации Iout(rms) = f(fsw)

Однако для получения максимального эффекта от применения модулей новой генерации требуется некоторая адаптация схемы управления. В первую очередь рекомендуется изменить соответствующим образом резистор затвора RG. Если, например, SKM200GB12T4 установить вместо SKM200GB128D (SPT-IGBT), то величина RG должна быть уменьшена с 7 Ом до 1 Ом. Использование номинала, рекомендованного для SPT, приведет к увеличению потерь включения с Eon(1 Ом) = 21 мДж до Eon(7 Ом) = 44 мДж (см. рис. 2).
При использовании силовых ключей поколения Trench 4 необходимо учитывать, что они рассчитаны на более высокую рабочую температуру (Tjnom = 155°C, Tjmax = 175°C). Это означает, что модули новой генерации обеспечивают в инверторных применениях соответствующий запас, как по номинальному току, так и по току перегрузки.
Сказанное подтверждается графиками, приведенными на рисунке 7, где показана зависимость максимального выходного тока 3-фазного инвертора от частоты коммутации для трех типов IGBT: Trench 3 (SKM 400GB126D), SPT (SKM 400GB128D) и Trench 4 (SKM 300GB12T4). Расчеты выполнены для следую-щих условий эксплуатации:
• Напряжение DC-шины Vcc = 650 В;
• Выходное напряжение Vout = 400 В;
• Частота выходного сигнала fout = 50 Гц;
• Температура окружающей среды Та = 40°C;
• Тепловое сопротивление радиатора Rth(s-a) = 0,031 °C/Вт.
Эпюра для модулей нового поколения (SKM 300GB12T4) при Tj = 125°C во всем диапазоне частот практически совпадает с кривой предельного тока для силовых ключей, выполненных по технологии SPT (SKM 400GB128D). Однако поскольку для компонентов серии Т4 все режимы гарантируются при Tjmax = 150C, то соответственно максимально допустимый ток у них оказывается на 10-15% выше, что подтверждается соответствующим графиком на рисунке 7.
Следует отметить, что предельный ток преобразователя зависит от ряда параметров, важнейшими из которых являются статические и динамические потери, а также их соотношение, все эти показатели достаточно корректно можно определить только для кон-кретных условий применения. Однозначный ответ на может дать только тщательный тепловой расчет. Наи-более удобным и простым средством проведения ана-лиза температурных режимов является программа теплового расчета Semisel, интерактивная версия ко-торой доступна на сайте www.semikron.com.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Над модернизацией и совершенствованием модулей IGBT в типовых конструктивах работают практически все фирмы-изготовители. В производственной программе SEMIKRON семейство стандартных модулей IGBT, включающее 5 типов корпусов, носит название SEMITRANS. К новым промышленным стандартам можно отнести и последнюю генерацию силовых ключей SEMiX, завоевавших большую популярность благодаря своим очевидным конструктивным достоинствам. Применение новейших поколений чи-пов IGBT в стандартных конструктивах дает возмож-ность повышать эффективность и выходную мощность преобразователей без изменения их конструкции.
Усовершенствованная технология Trench 4 поко-ления позволяет расширить область рабочих частот, увеличить плотность мощности, обеспечить больший запас по перегрузкам. Для получения максимальной отдачи от использования 4 поколения чипов IGBT компания SEMIKRON разработала новую серию антипараллельных диодов CAL 4, наилучшим образом согласованных с Trench 4 по температурным и динамическим параметрам.

[1] А. Колпаков. «T4 – универсальная технология IGBT». Силовая Электроника №3, 2007г.
[2] Ralph Annacker, Reinhard Herzer, «IGBT4 Technol-ogy Improves Application Performance», SEMIKRON International, 2007.
[3] H. Hüsken and W. Frank; Balancing losses and noise considerations for choosing the gate resistor, PCIM 2006; Nuremberg
[4] M. Freyberg, U. Scheuermann, «Measuring Thermal Resistance Of Power Modules», PCIM 05/03 p. 34-38, 05/2003.
[5] Колпаков А.И.
Технологии IGBT:Текущее состояние и перспективы //Техн.електродинаміка. Тем.вип.»Силова електроніка та енргоефективність». Ч.2.-Київ, 2007,-с.3-8.

От силовой электроники к проктологии (ляп)

2008-09-26T18:50:00.010+03:00

Воистину, пути науки неисповедимы:::
удалось соединить несоединимые на первый взгляд отрасли,
силовую электронику и проктологию, см.здесь>>>>
Интерес представляет не сам текст новости, а
подпись, когда наведете курсором на текст "»»" в приведенной строке
"AUIRS212xS — серия одноканальных драйверов International Rectifier... »» "
на линке

AUIRS212xS — серия одноканальных драйверов International Rectifier
Высокоскоростные драйверы для управления мощным N-анальным MOSFET или IGBT транзистором

Это конечно откровенный ляп при наборе текста, но
появление нового поколения N-АНАЛЬНЫХ MOSFET транзисторов вызвало у нашей публики истерический приступ смеха.

Для порядку сообщаю, что этот ляп был обнаружен с помощью
http://eenews.ru/google?search=igbt
пятая новость сверху на 18:50 26 сентября 2008

Предварительные результаты конференции "Силовая электроника и энергоэффективность" Часть 1

2008-09-26T08:48:00.005+03:00

Относительно плохая погода в Крыму (облачность и частые дожди) положительно повлияла на процесс. Радовала только вода, до +22, которая оказывалась иногда теплее воздуха.
Почему положительно? Доклады и и дискуссии проходили не на пляже или винном погребке "Таврида" с их определенно качественными винами, а там, где им и положено: на пленарном заседании и секциях.
Хотя винная карта погребка немного поменялась по сравнению с прошлым годом.
Доклады и выступления, которые так или иначе касались нашей темы (IGBT модуль и как его едят):
-"Первый украинский грузопассажирский гибридный электромобиль" (коллектив авторов, лень приводить всех) -в преобразовательной части использовались IGBT модули SEMIX SEMIKRON;
-"Несимметричный гибридный многоуровневый преобразователь частоты" Шавелкин А.А.;
-"Расчет потерь силовых приборов в однофазной схеме многоуровневого инвертора напряжения"
Переверзев А.В., Алексеевский Д.Г., Кузнецов Д.А.
(с Димой Алексеевским, зав.кафедрой электронных систем Запорожской гос. инженерной академии знаком хорошо и лично);
....
Самый прямой, прямее не бывает, доклад:
"Trench 4 - универсальная технология IGBT" Колпаков А.И. (инженер-консультант ООО СЕМИКРОН, из Питера, также хорошо лично знаком);

Безоносительно применения IGBT модулей, доклад "Расчет предельно допустимой длины кабеля между преобразователем частоты и электродвигателем при работе без фильтра" Томина Ю.А., Гарганеев А.Г., -я не слушал, но название впечатляющее. Ибо разные производители проебразователей частоты для электропривода приводят для своих изделий разные данные по максимальной длине кабеля, но физику/математику процесса не обьясняют, некоторые вообще об этом умалчивают......

Конференция Силовая Электроника и Энергоэффективность

2008-09-12T13:59:00.003+03:00

Поздравляю всех причастных со скорым началом конференции СЭЭ-2008 "Силовая Электроника и Энергоэффективность", что пройдет на базе центра "Студенческий" Харьковского политеха, что в Крыму.
Приедут, как обычно, более чем достойные люди, умеющие и доклад прочитать и в море поплескаться. Я тоже попаду в число претендентов на морские купания. Если там будет что-то интересное по применению модулей IGBT, надеюсь, что смогу выложить тексты на сайт. Поскольку И-нет там вряд-ли настроили с прошлого года, то перерыв до 22-го сентября. Интересности там скорее всего будут такого плана: по тепловым расчетам устройств на IGBT модулях, схемотехнические фокусы, новые применения. Каких-либо новых технологий по силовым IGBT модулям не предвижу. Хотя -посмотрим.

Что случилось с Форумом по электронике

2008-09-09T16:14:00.001+03:00

Жил-был Форум по электронике, который велся на сайте очень уважаемого журнала "Силовая электроника" Ру, назывался Форумhttp://www.forum-e.ru/index.php
Но похоже, что он либо "скис", либо его специалисты ходят в затяжные отпуска.
Ибо постинги закончились в конце весны.
Кто знает истину -сообщите плыз.
2. А один ответ специалиста вообще порадовал настолько, что даже приведу его ниже
Re: Источник питания на базе IGBT инвертора « Ответ #1 : 08 Сентября 2008, 16:35:40 »

--------------------------------------------------------------------------------
Мне кажется, что изначально неправильно говорить о фирмах и конкретных комплектующих. Начинать надо с требуемых параметров необходимого устройства: входных, выходных, потребительских, каких-либо ещё. Это называется техническое задание, которое будучи разработанное правильно, уже решает задачу на 50%.

Интересный ответ, такое ощущение, что Александр (http://www.forum-e.ru/index.php?action=profile;u=23) обиделся на вопрошающего, что тот хочет делать устройство на комплектующих фирмы-конкурента. Жду опровержения.

Защита IGBT модулей от перенапряжений

2008-09-09T09:25:00.001+03:00

Мое мнение сложилось давно и его еще никому не удалось поколебать. Как пес Понтия Пилата Банга ("Мастер и Маргарита") боялся грозы, так же точно модули IGBT боятся перенапряжений. Правда пес мог убежать в дом, а модулю скрыться некуда, поэтому он и отгорает. Последние годы сами структуры постоянно улучшаются, но выдумать структуру Avalanche IGBT (со свойствами восстановления после пробоя)еще никому не удавалось. Если кому удасться -во будет новый виток технологической революции. Опять же,
просьба ко всем, кто сюда заползет - если где-то краем глаза увидите упоминание об IGBT со свойствами самовосстанволения -сообщите мне. Буду весьма благодарен.
2. "Что русскому здорово, немцу смерть"(господ немцев прошу не обижаться на народное творчество). Это правило не срабатывает для IGBT модулей, что выпускает Саранский Электровыпрямитель, поскольку сердце у них все равно немецкое (Гы-Гы http://www.power-e.ru/2006_02_54.php). Но, наш "опыт, сын ошибок трудных.." свидетельствует о том, что по перенапряжениям ЛЕТЯТ МОДУЛИ ЛЮБОГО ПРОИЗВОДИТЕЛЯ. Поэтому господ "Кулибиных" прошу даже и не пытаться начинать дискуссию, не имея на руках весомых аргументов, о том, чьи модули надежнее. Пожалуй мне в руки не попадали еще IGBT модули китайского производства. Недавно у кого-то на сайте видел такие, почти брат-близнец SKM145GB128D form SEMIKRON. Если кто имел с ними(китайцами) дело на уровне тестов или прменения, прошу поделиться информацией.
3. Далі буде.... От блога отрывают великие дела.

Наперегонки с "Мерседесом" силовой электроники

2008-09-05T18:22:00.000+03:00

Общался сегодня с Андреем Колпаковым, затем чего-то (уж не помню) залез в поисковики и надыбал там статью с названием "Наперегонки с "Мерседесом" силовой электроники"
http://www.power-e.ru/2004_02_4.php. Стало немного смешно. Затем -жалко. Это напоминает судорожные попытки ВАЗа или ГАЗа (ну или китайцев, если хотите)угнаться за мировым уровнем автопрома. То же самое -в силовой электронике. Есть мировые гранды по производству модулей. Ну не догоните вы их в технологическом плане никогда. Если только не случится очередная технологическая революция, которую прозевает Запад, а сердце ее будет где-то восточнее.
К мировым грандам я отношу(в алфавитном порядке, чтобы не обидно):
EUPEC,
IXYS,
DYNEX,
Fuji Electric,
Mitsubishi Electric,
SEMIKRON.
Если кого забыл -дополню.
Остальные -это второй и третий эшелоны. Уместно вспомнить высказывание Дж.Уэлча "Вы должны бить Первыми, либо вторыми..."(дословно не помню). Поэтому "Мы тоже это можем" -гарантирует всем оставаться на вторых/третьих ролях ВСЕГДА.
Да, эта статья наверное писалась в качестве "Наш ответ Чемберлену" на вот эту статью:
http://www.terraelectronica.ru/files/notes/s40722.pdf самого Колпакова. Кто доберется до этого постинга -попробуйте сравнить. И поделиться мнением с остальными.

Кому нужен этот свободный обмен мнениями по IGBT модулям?

2008-09-04T09:58:00.000+03:00

Первый IGBT модуль попал в мои руки в году эдак 1995-м.
Они тогда были на вес золота, по крайней мере, в Украине. Сейчас такой в гривнах стоит дешевле раза в 2, чем тогда в долларах. И специалистов, которые знали, с какой стороны подобраться к этому модулю, было наверное аж человека три-четыре.
И-нета тогда у нас не было, DataSheet-ы копировались по сто раз, до полной неразборчивости.
Наша команда первой на постсовковом пространстве выполнила профессиональный перевод Application Manual по IGBT Mitsubishi Electric, затем, через месяц-другой,
такой же перевод "Руководства по применению" IGBT модулей SEMIKRON.
Даже деньги какие-то на продаже этих переводов заработали.
Вот тогда и начался более-менее устройчивый рост применения IGBT-модулей в Украине.
Если возьмусь писать мемуары -обязательно вспомню всех поименно.

Но речь не об этом.
Цель затеваемого мною обмена мнениями, информацией, опытом проста.
Если почитать цветастые глянцевые журналы по силовой электронике, то в публикуемых статьях обычно все однобоко. Ведь за публикации деньги плачены, значит надо расхваливать своего вендора. Здесь же я прошу всех, кто решит что-либо написать,
помнить фразу:

"Ученый должен быть честен, по крайней мере с самим собой".

Поэтому все посты, носящие явно рекламный характер буду обижать, унижать и уничтожать.

Далі буде......

igbt-modules

Технологии интегральных драйверов IGBT -(IPM)

Технологии интегральных драйверов IGBT для применений низкой и средней мощности

Semikron in Facebook -новая страница

IGBT 2MBI150 -как рвонул-то?

Ветроэнергетика : преобразователи WindStack для ветрогенераторов

Semikron в Запорожье

SEMIKRON в Запорожье

«Новые разработки SEMIKRON для применений высокой мощности»

"SEMITOP -выгодная альтернатива дискретным полупроводниковым приборам"

16-Я МЕЖДУНАРОДНАЯ НАУЧНО-ТЕХНИЧЕСКАЯ КОНФЕРЕНЦИЯ СИЛОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА И ЭНЕРГОЭФФЕКТИВНОСТЬ

16-Я МЕЖДУНАРОДНАЯ НАУЧНО-ТЕХНИЧЕСКАЯ КОНФЕРЕНЦИЯСИЛОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА И ЭНЕРГОЭФФЕКТИВНОСТЬ

Высокотемпературный MOSFET CHT-PMOS3002

IGBT модули с мизерной суммарной индуктивностью

IGBT модули с суммарной индуктивностью выводов 15 нГ

NX- серия нового поколения IGBT модулей Mitsubishi Electric

IGBT модули в системах защиты

Стандартные IGBT модули в харьковском трамвае

Устройства плавного пуска на IGBT ?? Слухи или да?

Мощный полумостовой драйвер

"Правильное" прочтение DataSheet :Part 2

Появилась статья: Подключение сигнальных цепей в мощных преобразовательных устройствах

IGBT technologies : текущее состояние и перспективы

Управление Изолированным Затвором IGBT Часть 2

IGBT contra MOSFET

IGBT модуль и перенапряжения : Mitsubishi

Технологии IGBT: текущее состояние и перспективы

Почему SEMIKRON ?

брат-близнец SKM145GB128D

Технологии IGBT: текущее состояние и перспективы

IGBT модуль и перенапряжения : методы и советы

Замена транзисторов в приводах с ЧПУ

Trench 4 – универсальная технология IGBT

От силовой электроники к проктологии (ляп)

Предварительные результаты конференции "Силовая электроника и энергоэффективность" Часть 1

Конференция Силовая Электроника и Энергоэффективность

Что случилось с Форумом по электронике

Защита IGBT модулей от перенапряжений

Наперегонки с "Мерседесом" силовой электроники

Кому нужен этот свободный обмен мнениями по IGBT модулям?

16-Я МЕЖДУНАРОДНАЯ НАУЧНО-ТЕХНИЧЕСКАЯ КОНФЕРЕНЦИЯ
СИЛОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА И ЭНЕРГОЭФФЕКТИВНОСТЬ