IGBT contra MOSFET

Вчера получил казалось бы простую задачку:
-есть двигатель 3 ф 400 Гц (судя по всему из военных) 27 В переменки, но довольно мощный, с током статора ампер под 100. Я с такими движками в своей парктике не сталкивался. И люди хотят приделать к нему частотное управление. Для разработки преобразователя частоты они решили, что им лучше всего подойдет MOSFET типа SKM111AR , которые еще доступны. Я предложил рассмотреть вариант использовать IGBT на 600 В (что-то типа SKM195GB066D или SKM300GB066D), но затем засомневался.
И аж самому стало интересно, что сюда лучше использовать дял силовой части инвертора,
модули IGBT или модули MOSFET? Сходу я ответить не смог, причем даже сам себе. Поскольку при выходной частоте синусоиды 400 Гц частота ШИМ желательно иметь где-то 12 кГц. Либо наставить впараллель MOSFET-ы в корпусах типа TO-247 or 262 IRFP4227 какие-нибудь от International Rectifier?

IGBT модуль и перенапряжения : Mitsubishi

"Навозну кучу разрывая...." В архивных залежах обнаружен файл перевода
"Mitsubishi. 3rd Generation IGBT and Intelligent Power Modules.
Application Manual"
"Руководство по применению биполярных транзисторов
с изолированным затвором (IGBT) и “разумных” силовых модулей (IPM)
третьего поколения."
Пер. с англ. языка под. ред. В.А. Павловского.
Перевод Г.В. Болотовой.
Техн. ред. Г.А. Новиньков.
Киев, 1997 г.
Это ж сколько лет прошло!
Приводим рекомендации по защите от перенапряжений из этого источника:

2.2. Проектирование силовой цепи
2.2.1. Всплеск напряжения при выключении
Это перенапряжение, которое возникает, когда при выключении IGBT ток через него прерывается. Для исследования этого процесса рассмотрим полумостовую схему с индуктивной нагрузкой, показанную на рис. 2.1., и осциллограмму на рис. 2.2.

Рис. 2.1. Полумостовая схема с паразитной индуктивностью
шины электропитания
1 - рекуперационный диод
2 - нагрузка
3 - управление затвором

На схеме рис.2.1. на верхний IGBT подано запирающее напряжение, а нижнее устройство включается и выключается последовательностью импульсов. Каждый
раз при включении нижнего устройства ток в индуктивной нагрузке (IL) будет увеличиваться. При выключении нижнего устройства ток в индуктивной нагрузке не может измениться мгновенно. Он должен протекать через рекуперационный диод верхнего устройства. Когда нижнее устройство переходит во включенное состояние, ток нагрузки будет переключаться обратно в нижнее устройство и начнет снова
инейно возрастать. Если бы схема была идеальной и не имела паразитной индуктивности, напряжение через нижнее устройство (VC2E2) при выключении увеличивалось бы до превышения над напряжением шины электропитания (VСС) на величину падения напряжения на одном диоде. Затем рекуперационный диод верхнего устройства остановит дальнейшее увеличение напряжения. К сожалению, реальные силовые цепи имеют паразитную индуктивность рассеяния.
На рис. 2.1. катушка индуктивности (Lp) подсоединена к полумостовой схеме для
имитации влияния паразитной индуктивности шины. При выключении нижнего устройства индуктивность Lp препятствует коммутации тока нагрузки к рекуперационному устройству верхнего устройства. На катушке Lp появляется напряжение (Vp) равное Lp * di/dt, противодействуя увеличению тока в шине. Полярность этого напряжения та-
кова, что оно добавляется к постоянному напряжению шины и появляется на нижнем IGBT в виде всплеска напряжения. В некоторых случаях всплеск напряжения может превысить регламентированное напряжение VCES для IGBT и вызвать его выход из строя. В реальных применениях паразитная индуктивность (Lp) распределена вдоль силовой
цепи, но ее влияние подобно описанному выше.

Рис. 2.2. Осциллограммы переключений полумостовой схемы

2.2.2. Всплеск при восстановлении рекуперационного диода
При восстановлении рекуперационного диода может возникнуть перенапряжение, подобное перенапряжению при выключении IGBT. Предположим, что нижний IGBT на рис. 2.1. выключен и что ток нагрузки (IL) протекает через рекуперационный диод верхнего IGBT. При включении нижнего устройства ток через рекуперационный диод
верхнего устройства (IFWD) уменьшается, т.к. ток нагрузки начинает протекать через нижнее устройство, и становится отрицательным в течение обратного восстановления рекуперационного диода. Когда рекуперационный диод восстанавливается, ток в шине быстро уменьшается до нуля. Данная ситуация подобна процессу выключения, опи-
санному в разделе 2.2.1. Паразитная индуктивность шины (Lp) вызывает перенапряжение, равное Lp * di/dt, противодействуя уменьшению тока. В этом случае скорость изменения тока di/dt относится к характеристике восстановления рекуперационного диода. Некоторые быстровосстанавливающиеся диоды могут развивать чрезвычайно высокие скорости di/dt восстановления, когда они “жестко” восстанав-
иваются при быстром включении нижнего IGBT. Эти условия, обычно относящиеся к “мгновенному” восстановлению, могут вызвать очень высокие переходные напряжения.

2.2.4. Снижение индуктивности силовой цепи
Энергия, вызывающая переходные напряжения в силовых цепях IGBT, пропорциональна 1/2 Lpi² . Здесь Lp - паразитная индуктивность шины и i - рабочий ток. Важно помнить, что эта энергия пропорциональна квадрату рабочего тока. Следовательно, для устройств с большим током требуется малая индуктивность силовой цепи.
Это представляет проблему для разработчиков схем IGBT, потому что физические размеры и тепловые характеристики этих устройств диктуют необходимость применять в силовой цепи соединения длинными проводниками. В обычной силовой шине эти длинные выводы означают большую паразитную индуктивность, сильно усложняя проек-
тирование снаббера. Для получения малой индуктивности шины в случае больших токов требуется специальная конструкция шины. Например слоистые шины, состоящие из чередующихся медных пластин и изоляционных слоев, могут быть сконструированы с очень низкой индуктивностью. В этих шинах широкие пластины, разделенные изолиру-
ющими слоями, используются для положительного и отрицательного выводов. Широкие пластины значительно уменьшают паразитную индуктивность в силовой цепи. Для получения минимально возможной индуктивности шины применяют широкие положительные и отрицательные пластины силовой шины для соединения IGBT с батареей конденсаторов силового выпрямителя.
На рис. 2.4. показано в разрезе плечо инвертора, сконструированного с использованием слоистой шины. В этой конструкции индуктивность соединения между выводами Е1 и С2 минимизирована путем использования еще одной широкой пластины.
На рис. 2.5. показан пример монтажа большого трехфазного инвертора.
На этом рисунке также показана большая плата для последовательного соединения конденсаторов силового выпрямителя при напряжении 460 В переменного тока.

Рис. 2.4. Вид в разрезе силовой шины слоистой конструкции
1 - печатная плата со схемой управления затвором;
2 - к конденсаторам силового выпрямителя;
3 - печатный монтаж снаббера;
4 - медная прокладка;
5 - толщина пластин силовых шин для наглядности увеличена
с целью показать детали;
6 - соединение выводов Е1 и С2;
7 - изолирующие слои;
8 - шина (+);
9 - шина (-).

2.3. Проектирование снаббера
Цепи снаббера (демпфирующие цепи) обычно используются для уменьшения всплесков напряжения при выключении транзистора и восстановлении рекуперационного диода. В некоторых случаях цепи снаббера используются в силовых устройствах для снижения потерь при переключениях. Общие рекомендации для снабберов дать невозможно, потому что тип требуемого снаббера и значения компонентов в большой степени зависят от монтажа силовой цепи. Кроме того, при выборе лучшего снаббера для конкретного применения должны учитываться такие факторы, как стоимость и рабочая частота.
Функция снабберов IGBT отличается от снабберов классических биполярных транзисторов в двух моментах. Во-первых, IGBT Н-серий имеют большую область безопасной работы при переключениях. Данный снаббер не требует защиты от нарушений размеров RBSOA, как это было с дарлингтоновскими транзисторами. Для такого снаббера необходимо только управлять переходными напряжениями. Во-вторых, IGBT
часто работают при значительно более высоких частотах, чем дарингтоновские транзисторы. При этом снабберы, которые разряжаются через данное устройство в каждом цикле переключения, рассеивают чересчур большую мощность.

Рис. 2.5. Пример монтажа мощного трехфазного инвертора
1 - (+) и (-) - “сандвич” силовой шины;
2 - верхние пластины с выходными выводами;
3 - модуль IGBT;
4 - печатная плата для драйверов верхнего плеча;
5 - печатная плата для драйверов нижнего плеча;
6 - конденсаторы силового выпрямителя;
7 - верхняя плата для последовательного соединения конденса-
торов силового выпрямителя при напряжении 460 В перемен-
ного тока.

2.3.1. Типы снабберов
На рис. 2.6. представлены три типовых схемы снабберов для IGBT. Схема снаббера “А” состоит из одного конденсатора с низкой индуктивностью, соединенного между С1 и Е2 на маленьком модуле IGBT или между P и N на сборке из шести модулей. В маломощных схемах снаббер этого типа часто обеспечивает эффективный и недорогой метод управления переходными напряжениями. При увеличении уровней мощности снаббер “А” вместе с паразитной индуктивностью силовой шины может генерировать колебания. В снаббере “В” эта проблема решается путем применения быстро восстанавливающегося диода для подавления переходного напряжения и блокировки осцилляций. Постоянная времени RC снаббера “В” должна составлять прибли-
зительно 1/3 часть периода переключений ( = Т/3 = 1/3 f). Для больших IGBT, работающих при высоких уровнях мощности, паразитная индуктивность контура снаббера “В” становится чересчур большой для эффективного управления переходными напряжениями. В таких случаях при больших токах обычно используется снаббер типа “С”.
Данный снаббер работает подобно снабберу типа “В”, но имеет более низкую индуктивность контура, т.к. подключен непосредственно к коллектору и эмиттеру каждого IGBT. В цепях IGBT с очень высокой мощностью часто полезно применять малые RCD - снабберы в соединении с сетевым снаббером “С”, чтобы облегчить подавление паразитных осцилляций в контуре сетевого снаббера.
В схемах с очень высокой мощностью может быть полезным сочетание типов А и С с целью снизить перегрузки диода снаббера.

Рис. 2.6. Типовые схемы снабберов IGBT

2.3.2. Влияние паразитной индуктивности снаббера
На рис. 2.7. показана типичная осциллограмма напряжения на транзисторе при его выключении с использованием снаббера типа “С”, схема которого приведена на рис. 2.6. Начальный выброс напряжения (V1) вызван совместным воздействием паразитной индуктивности в цепи снаббера и процесса прямого восстановления диода
снаббера. Если в схеме снаббера используется быстродействующий диод, большая часть этого всплеска будет вызвана индуктивностью снаббера (Ls ). В этом случае мы можем вычислить величину V1 , используя уравнение 2.1.

V1=Ls x di/dt (2.1.)
где:
Ls - паразитная индуктивность снаббера;
di/dt - скорость изменения тока при выключении транзис-
тора или при восстановлении диода.
В типичной силовой цепи IGBT в самом неблагоприятном случае
di/dt будет приближаться к 0,02 А/нс  Ic. Если предельная величина V1 задана, производную di/dt можно использовать для опредеения максимально допустимой индуктивности снаббера. Например, предположим, что у нас есть силовая цепь с IGBT, которая будет работать при амплитуде тока 400 А, и что V1 должно быть ограничено до 100 В. Наихудший случай для di/dt - приблизительно:
di/dt = 0,02 А/нс  400 А = 8 А/нс
Решая уравнение 2.1 относительно Ls, получим:
Ls = V1 : di/dt = 100 В : 8 А/нс = 12,5 нГн
Из приведенных выше расчетов ясно, что для цепей IGBT с высокой мощностью требуется применять снабберы с очень низкой индуктивностью. По этой же причине снабберы должны располагаться в непосредственной близости от модулей IGBT. При проектировании снабберов должны учитываться паразитная индуктивность внутри кор-
пусов диодов снабберов и в выводах конденсаторов снабберов. Часто параллельно соединенные конденсаторы и диоды меньшего единичного номинала и размера создают меньшую индуктивность, чем одиночные компоненты большего размера. Проектирование силовой цепи IGBT с минимальной индуктивностью шины также поможет уменьшить Ls, т.к.
при этом в снаббере могут быть применены элементы с меньшими размерами, а значит с меньшей паразитной индуктивностью.

Рис.2.7. Типовая осциллограмма напряжения коллектор - эмит-
тер при выключении транзистора с использовании
снаббера

2.3.3. Влияние паразитной индуктивности шины
После начального всплеска (рис. 2.7.) переходное напряжение начинает расти снова, т.к. конденсатор снаббера заряжается. Ампитуда второго подъема (V2) зависит от емкости конденсатора снаббера и паразитной индуктивности шины. Для определения V2 мы можем применить закон сохранения энергии и получить уравнение 2.2.

1/2Lpi² = 1/2 cV2² (2.2)
Где:
Lp - паразитная индуктивность шины;
i - рабочий ток;
c - величина емкости конденсатора снаббера;
V2 - амплитуда второго подъема напряжения.
Если задано максимально допустимое напряжение V2 , то можно определить величину емкости конденсатора снаббера, которая будет требоваться для данной силовой цепи, решив уравнение 2.2. относительно С:
С = Lpi² : V2 (2.3)

2.3.4. Рекомендации для силовых цепей и снабберов
Анализ уравнения 2.3 показывает, что величина требуемой емкости прямо пропорциональна паразитной индуктивности шины. Следовательно, снижение этой индуктивности методами, описанными в разделе 2.2.4., позволяют снизить требуемую емкость снаббера.
Из уравнения 2.3 также видно, что величина С прямо пропорциональна квадрату выключаемого тока. Данный ток может быть очень высоким в течение короткого замыкания до тех пор, пока не начнут работать схемы ограничения тока, описанные в разделе 3.7.2. Параметры элементов снаббера приведенные в табл. 2.1, даны для слу-
чая, когда в силовой цепи IGBT будут протекать токи не более максимально допустимых.
Последним соображением, вытекающим из анализа выражения 2.3, является то, что величина емкости конденсатора снаббера обратно пропорциональна квадрату величины допустимого выброса напряжения сверх номинального напряжения силовой шины. Следовательно, уменьшение запаса между амплитудой всплеска напряжения и номинальным
или максимально допустимым напряжением VCES позволит существенно уменьшить требуемую величину емкости снаббера. Рекомендованные в табл. 2.1 параметры проектируемого снаббера базируются на выбросе напряжения 100 В и использовании уравнения 2.3. В табл. 2.1 представлены рекомендуемые индуктивности силовой шины постоянного тока. Эти величины выбраны с целью упростить конструирование
снаббера, эффективно управляющего переходным напряжением.
Предполагая, что заданная индуктивность силовой шины получена, можно выбрать тип снаббера и определить величину емкости конденсатора снаббера. В применениях, использующих тип модуля “шесть в одном” или “семь в одном” (сборка из шести или семи модулей) в качестве снаббера можно использовать один конденсатор с малой ин-
дуктивностью выводов, подключенный между P и N выводами ( как показано на рис. 2.6А). Аналогично, при сдвоенном типе модулей для управления переходным напряжением обычно достаточно конденсатора с малой индуктивностью выводов, подключенного между выводами С1 и E2. Обычно достаточно емкости около 1 мкФ на каждые 100 А тока
коллектора. Конденсатор должен быть пленочным полипропиленовым или с подобным диэлектриком, имеющим низкие потери, и его нужно располагать в непосредственной близости от выводов силового модуя. Суммарная индуктивность контура снаббера, включая внутреннюю индуктивность конденсаторов, должна быть сведена до минимума. Ес-
и в конкретном применении возникают паразитные осцилляции, можно применить снаббер, показанный на рис. 2.6В.
Для одиночных высокотоковых IGBT модулей одного развязывающего конденсатора обычно недостаточно для эффективного управления переходными напряжениями. В таком случае может быть использована RCD - цепь, показанная на рис. 2.6С. Этот снаббер управляет переходными напряжениями лучше, чем снабберы, показанные на рис.2.6В, т.к. он подавляет индуктивность противоположно расположенного модуля IGBT и соединения от Е1 к С2 из контура снаббера. Эта схема снаббера обычно сконструирована на небольшой печатной плате с использованием конденсаторов с аксиальными или радиальными вы-
водами, быстровосстанавливающихся диодов снаббера и силовых резисторов. Затем плата со схемой снаббера монтируется к силовым шинам непосредственно над модулем IGBT (см. рис. 2.8). Рекомендации по конденсаторам и диодам для снабберов этого типа представены в табл. 2.1.


Рис.2.8. Цепи снабберов для сборки из двух-, шести- и
семиэлементных модулей.
а) Модуль IGBT сдвоенного типа
b) Модуль IGBT типа “шесть в одном”

Технологии IGBT: текущее состояние и перспективы

После вопросов Михалу Ермакову на семинаре, я утвердился в мысли, что все-таки надо найти время и поставить обзор технологий IGBT сюда. Ибо вопросы задавались конкретно. А времени развернуто отвечать особо у него не было. Решаем простым голосованием:
-кто "ЗА"? -я.
-кто "Против?" -никого.
-кто "Воздержался?" -остальные.
Принято большинством голосов -завтра будет полнотекстовая версияобзора.

Почему SEMIKRON ?

В пятницу 24-го октября состоялся семинар "SEMIKRON – новые идеи и концепции"
С основным докладом выступил Михаил Ермаков ООО СЕМИКРОН, специально прилетевший ради такого дела из Новосибирска. Во вступительном слове он совершенно случайно обозначил путь к интересной цепочке рассуждений:
-SEMIKRON Electronics GmbH &KoKG является частной компанией;
-поэтому его акций нет в свободном обращении на фондовом рынке;
-ипотечный кризис, разразившийся сначала в США, затем захвативший почти весь мир, основательно "тархнул" в хвост и гриву фондовые рынки;
-и потянул за собой финансовый кризис;
-в результате публичные компании, акции которых имеют свободное обращение на бирже, повалились конкретно (примеров найдете сами множество);
-что повело за собой вывод инвестированных капиталов;
-что повлекло за собой проблемы в производственных цепочках из-за отсутствия о..(мля... забыл, как будут "обігові кошти" по-русски);
В результате чего американские производители силовых полупроводниковых приборов вынуждены уменьшить производство, что автоматически тянет за собой увеличение времени исполнения ранее размещенных заказов и изменение условий для вновь размещаемых (свободных денег на материалы для производственного цикла нет, кредит особо не получишь).
//Если кому интерсно проверить эту мысль -глянте на пресс-релизы американских компаний //
Биржи стран ЕС тоже колбасит по-серьезному, значит участь европейских компаний, акчии которых котируются на биржах, примерно похожа.
Вот тут-то и проявляется преимущество частной компании, коей и есть SEMIKRON.
(Вроде и PowerSem тоже частная немецко-индийская, но это требует проверки).
// Добавка -PowerSem тоже частная //
Т.е. пока публичные компании страдают от кризиса, частные могут инвестировать собственные капиталы в производство и отгрызать куски рынка от конкурентов.
Интересно, добьет ли этот кризис производство силовых модулей распроданной частями International Rectifier ?
Ведь для Vishay пр-во силовых модулией никак нельзя назвать основным.
Насколько я знаю. то основной конкурент SEMIKRON-a EUPEC является акционерной компанией.
Посему наблюдать за их борьбой в условиях кризиса будет весьма заманчивым занятием.

У кого есть желание поиграть в прогнозирование рынка силовых полупроводниковых приборов, в частности модулей IGBT -прошу не стесняясь кидать свои мысли в комментарии.
Здесь допускаются анонимные комментарии, регистрация не обязательна.

//Добавлено мною через час //
Как говаривал известный футбольный комментатор Маслаченко "Меня посетила мысль".
(хотя при упоминании о киевском Динамо его аж трясло, но мы ему простим).
Поскольку оный Семикрон выпускает довольно много оборудования для применеия в ветроэнергетике, то кризис на рынке строительства ему тоже не особо грозит. Инвестиции в альтернативную энергетику не уменьшаются даже сейчас. Разве что уменьшится выпуск частотников для насосных установок (если высоток станут сроить меньше). Тепловых станций никто в Европе тоже не стремится строить поболее, газ дорог и дешеветь не будет; "Топить нефтью все равно, что топить ассигнациями"(еще Д.Менделеев это говаривал, а ему уж точно верить можно), да и "парниковый эффект" еще никто не отменял. "Бацька" может конечно отменить своим указом, но это делу не поможет.
Посему "Как Вы лодку назовете, туда она и поплывет".
Innovation + Service.
бум следить за событиями.

брат-близнец SKM145GB128D

Коллеги, попадался ли в руки кому-либо IGBT SII145S12 (Sirectrifier, China)??
Судя по DATASHEET, это почти брат-близнец SKM145GB128D from Semikron, та же SPT технология. При беглом рассмотрении ДатаШит, отличия есть:
-у "китайца" время включения Tdon поменьше, выключения Tdoff поболее;
-заявленная энергия переключения Eon+Eoff тоже на 1 милиДжоуль меньше, чем SKM145GB128D;
Когда я задал вопрос официальному дистрибьютору "Крансервис" в Черкассах , то там ответили, что ни разу не заказывали, и даже не знают, поставляется ти такой вообще!
Где китайцы смогли взять кристаллы SPT технологии IGBT -вопрос конечно интересный. Ибо технология SPT достаточно сложна для простого повторения.
Если кто знает в чем дело, сообщите плыыыз.

Технологии IGBT: текущее состояние и перспективы

Поскольку никто не удосужился разместить где-либо обзорную информацию по современному состоянию технологий IGBT на русском, придется прибегнуть к помощи все того же Андрея Колпакова.
И разместить здесь его прошлогодний доклад на СЭЭ-2007, о котором только упоминается здесь , но полного варианта нигде более нет.
Разместим позждждждже, когда дойдут руки.......

IGBT модуль и перенапряжения : методы и советы

Как и обещал месяц назад, возвращаемся к теме перенапряжений в инверторах на IGBT модулях и боpьбе сними, проклятыми.
Если присмотреться, то "все уже украдено до нас".
В смысле, что уважающие себя производители IGBT модулей дают рекомендации
по выбору демпферных конденсаторов и демпферных цепей.
Компания SEMIKRON выпустила отдельной брошюрой
AN 7006 IGBT Peak Voltage Measurement and Snubber Capacitor Specification.
Mitsubishi Electric -выбор демпферов упоминается на старницах 49, 50 и 51
в общем "IGBT Modules NF/A series. Application Note"
У DYNEX , Infineon IXYS TOSHIBA упоминаний не обнаружил.
У FUJI ELECTRIC есть выбор на страницах 49-56 FUJI ELECTRIC IGBT MODULES Application Manual .
Все Application Notes на английском.
Поскольку наш народ с подозрением относится к иностранным языкам, подозревая в их носителях "Подпольных агентов гнилого капитализма", попробуем донести вариации на тему "Как защитить IGBT модули от перенапряжений" на русском.
(Тут можно упомянуть нашего сатирика:
"Вопрос в анкете -какими языками владеете?
Ответ: феня в совершенстве и русский со словарем")
Итак, с любезного согласия автора, хорошо известного в кругах специалистов по силовой электронике, Андрея Колпакова (Питер, Россия), "маємо те, що маємо" (имеем то, что имеем, выражение стало крылатым благодаря Л.М.Кравчуку)

ПРОБЛЕМЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ IGBT ИНВЕРТОРОВ:
перенапряжения и снабберы

Разработка топологии силовых шин является наиболее
ответственным этапом проектирования импульсных
преобразовательных устройств. Одна из самых сложных
проблем связана с высокими скоростями изменения тока
современных электронных ключей и наличием паразитных
индуктивностей в цепях коммутации. Конструкция
инвертора должна при всех условиях эксплуатации
обеспечивать отсутствие опасных перенапряжений,
способных вывести силовые модули из строя.
Предлагаемая статья посвящена особенностям расчета
снабберных конденсаторных цепей, предназ
наченных для ограничения коммутационных выбросов.
Соединительные шины и звено постоянного тока
Любой реальный проводник характеризуется наличием распределенной паразитной
индуктивности L_B, особенно важным данный параметр является для силовых цепей импульсных преобразователей. При коммутации больших токов с высокой скоростью это приводит к возникновению перенапряжений на выводах электронных ключей. Например,
при отключении IGBT напряжение на коллекторе возрастает на величину
ΔV = L_B x di_C/dt
относительно потенциала шины питания VDC,
где di_C/dt — скорость спада тока коллектора.
В результате суммарный сигнал «коллектор–эмиттер» VCE = VDC+ΔV может превысить
допустимое значение и вывести транзистор из строя. Аналогичный процесс происходит при открывании IGBT, в этом случае перенапряжение вызывается скачком тока dirr /dtrr (irr , trr—ток и время обратного восстановления) при выключении оппозитного диода. Именно поэтому для диодов, предназначенных для применения в частотных преобразователях, очень важным свойством является плавность характеристики восстановления и согласованность динамических свойств с параметрами IGBT. Всем указанным требованиям отвечают быстрые диоды семейства CAL компании SEMIKRON [1].
Залогом надежного функционирования импульсного преобразовательного устройства является низкоиндуктивный дизайн DC-шины. Существуют достаточно простые правила, соблюдение которых позволяет свести к минимуму распределенные характеристики звена постоянного тока. Как показано на рис. 1а, величина «петли», определяемая несов-падением путей протекания тока по положительному и отрицательному проводникам шины питания, непосредственно связана со значением паразитной индуктивности.
Оптимальной считается копланарная структура шины (в англоязычной литературе она
называется «sandwich»), в которой терминалы (+) и (–)
расположены плоско-параллельно (рис. 1б).


Кроме того, конструкция преобразователя должна обеспечивать кратчайшие связи между источником напряжения (конденсаторами звена постоянного тока) и выводами питания полупроводниковых ключей. Простейший вариант копланарной DC-шины с межслойным изолятором применен в инверторе мощностью 200 кВА на основе стандартных модулей IGBT (рис. 2а). Эта сборка, выпускаемая компанией SEMIKRON более 20 лет, показала очень высокую надежность во всех режимах эксплуатации. Достоинством показанной конструкции является также простота наращивания мощности за счет параллельного соединения силовых ключей (в данном примере одно плечо инвертора состоит из 2 параллельных модулей).


При серийном производстве, как правило, используются многослойные ламинированные шины. Они представляют собой прессованные плоские сборки, которые состоят из проводников, изолированных друг от друга тонким слоем диэлектрика. Имея
симметричную параллельную топологию, такая конструкция обеспечивает согласованную высокую проводимость слоев, оптимизированное значение распределенной емкости и очень низкую паразитную индуктивность. Один из проводников (например,минус силового питания) может также выполнять функции экрана. Кроме повышения надежности, обусловленного минимальным уровнем перенапряжений, это гарантирует хорошую электромагнитную совместимость изделия. В качестве материала проводников обычно используется алюминий, медь и медные сплавы. В окончательном виде набор проводящих и изолирующих слоев прессуется с использованием эпоксидного наполнителя для повышения механической прочности. Применение ламинированных шин улучшает отвод тепла от силовых модулей и конденсаторов звена постоянного тока и позволяет создать компактные легкие конструкции (например, как на рис. 2б).

Снабберы
Для ограничения переходных перенапряжений в большинстве случаев применяются
специальные снабберные конденсаторы, размещаемых непосредственно на DC-терминалах модулей IGBT. В самом общем смысле снаббер работает как фильтр низких частот,
замыкающий через себя ток переходного процесса.
Номинал конденсатора Cs вычисляется исходя из заданного уровня перенапряжения Vos и значения энергии, запасенной в паразитной индуктивности шины L_B при комму-
тации тока Ipeak:


Снабберы применяются как для ограничения переходных перенапряжений, так и для
снижения динамических потерь в силовых ключах. В последнем случае с их помощью
формируется траектория переключения: параллельные емкости снижают скорость нарастания напряжения, индуктивности в цепях коммутации ограничивают скорость
нарастания тока. Наиболее распространенные виды снабберных цепей приведены
на рис. 3, а их выбор зависит от многих параметров — типа силовых модулей (IGBT, MOSFET, тиристор), рабочей частоты, параметров нагрузки.


Практически все современные транзисторы и модули IGBT имеют прямоугольную область безопасной работы (ОБР или SOA—Safe Operating Area), то есть допускают работу в режиме «жесткого переключения», когда коммутируется максимальный ток и напряжение. В этом случае, как правило, рекомендуется простейший снаббер, представляющий собой низкоиндуктивный пленочный конденсатор, установленный параллельно шинам питания полумоста. Конструкция снабберной емкости должна обеспечивать не только минимальную распределенную индуктивность, но и удобство подключения к терминалам силового модуля.
Внешний вид подобных специализированных элементов показан на рис. 4б–г.


Применение обычных высоковольтных конденсаторов (например, как на рис. 4а) в качестве
снабберов недопустимо.
Для снижения добротности паразитного колебательного контура последовательно
с конденсатором может быть установлен резистор (рис. 3б). Такая схема обычно исполь-
зуется в низковольтных сильноточных преобразователях с MOSFET ключами. В случае, когда снаббер должен быть установлен на каждом плече полумоста или для ограничения скорости коммутации тиристорных ключей рекомендуется цепь, представленная на рис. 3в. Быстрый диод и резистор, используемые в этой схеме, необходимы для разделения цепей заряда и разряда и ограничения разрядного тока. Постоянная времени снаббера
— Ts с должна быть как минимум в 3 раза ниже периода рабочей частоты (R_SC_S < Tsw /3).
В наиболее мощных схемах паразитная индуктивность, образованная снабберной цепью, может оказаться настолько большой, что это приведет к появлению выбросов напряжения, вызванных коммутацией тока на индуктивности снаббера. В этом случае используется схема (рис. 3г): принцип ее работы такой же, как в предыдущем случае, однако
паразитная индуктивность ниже, поскольку снабберы подключены непосредственно к кол-
лектору и эмиттеру каждого транзистора полумоста. Несмотря на очевидные преимущества, последняя схема на практике используется крайне редко из-за своей сложности.


На рис. 5а показан график изменения напряжения VCE «коллектор–эмиттер» при выключении IGBT со скоростью diс /dt при наличии и отсутствии снабберного конденсатора.
Для анализа использована эквивалентная схема, приведенная на рис. 5б.
Амплитуду пика перенапряжения ΔV1, вызванного наличием паразитной индуктивно
сти цепей коммутации LS, можно рассчитать по формуле:


Суммарная величина ΣLS включает в себя индуктивность выводов IGBT
L_CE = LС+LE и DC-шины LDC = L_DC++L_DC– .
При использовании снаббера величины ΔV2 и ΔV3 зависят от распределенных характеристик терминалов IGBT, паразитной индуктивности снабберного конденсатора LS ,
его емкости CS и запасенной в LDC энергии:


Приведенные выражения можно использовать для вычисления емкости снаббера и его
максимально допустимой индуктивности при заданных ΔV2 и ΔV3. Значение CS оказывает-
ся прямо пропорциональным величине паразитной индуктивности. Таким образом, кор-
ректная топология силового каскада, обеспечивающая минимальное значение LDC, позво-
ляет снизить требования к снабберным цепям.
К сожалению, характеристики паразитного контура DC-шины плохо поддаются расчету или моделированию, поэтому в процессе разработки часто приходится корректировать параметры снабберной схемы на основании результатов экспериментальной проверки. Основным критерием выбора является минимальное значение перенапряжения и отсутствие опасных осцилляций. Кроме того, разработчик должен понимать, что никакой снаббер не спасет силовые ключи от перенапряжения при плохо спроектированной DC-шине, имеющей большую площадь токовой петли. Классический пример приведен на рис. 6: применение параллельных проводников звена постоянного тока (вместо копланарных) приводит к тому, что в режиме короткого замыкания уровень перенапряжения может превысить 1000 В, несмотря на наличие снаббера!


При выборе конденсатора необходимо учитывать следующие его характеристики:
• допустимое напряжение постоянного тока VRmax;
• максимальную величину напряжения или тока пульсаций Vrms или Irms ;
• величину емкости и эквивалентной последовательной индуктивности (ESL —
Equivalent Series Inductance);
• срок службы.
Следует учесть, что умодулей IGBT 12-го класса напряжение DC-шины не должно превы-
шать 850–900 В; в этом случае рекомендуется применение снабберов с VRmax = 1000 В.
Соответственно, для 1700 вольтовых IGBT (допустимое значение VDC < 1200 В) мини-
мальное рабочее напряжение конденсатора составляет 1250 В.
Значение емкости снаббера должно быть достаточным для подавления пиковых сигналов, образующихся при отключении IGBT— в реальных схемах обычно используются конденсаторы емкостью 0,1–1 мкФ. Как показывает практика, при некорректной топологии
DC-шины увеличивать емкость снаббера бесполезно — это приводит только к повышению колебательности паразитного контура звена постоянного тока. Именно поэтому одним из важнейших параметров снабберного конденсатора является ESL — собственная
распределенная индуктивность LS, непосредственно влияющая на величину выброса ΔV2
(рис. 5). Наименьшей величиной ESL обладают специализированные конденсаторы
с широкими плоскими выводами (рис. 4), которые могут крепиться непосредственно к си-
ловым терминалам модуля.
Снаббер, как и любой импульсный конденсатор, способен выдерживать ограниченную
величину энергии за период коммутации, в спецификациях данные ограничения задаются в виде параметров I 2t или v 2t. Токи и напряжения пульсаций можно достаточно просто измерить с помощью современных цифровых осциллографов. Следует учесть, что высокий пиковый ток перегрузки способен вывести строя конденсатор, даже если уровень напряжения при этом ниже справочных значений. Критическим параметром в этом
случае является уровень запасаемой энергии, избыток которой способен привести к час-
тичному разрушению (испарению) металлизации пленки в зоне ее контакта с выводами.
Как правило, при этом резко возрастает тангенс угла потерь или уменьшается емкость.
Каждое переключение IGBT вызывает появление затухающих колебаний, возникающих в контуре между снабберным конденсатором и емкостью DC-шины. Максимальная амплитуда и частота этих осцилляций (рис. 5) могут быть определены с помощью приведенных ниже формул:


Установившееся значение температуры перегрева снаббера определяется среднеквадратичным значением тока Irms , условиями охлаждения и способом монтажа (например, при стандартной установке снаббера на выводы силового модуля их температура является начальной при расчете). Величина Irms зависит от частоты колебаний, которая в свою очередь определяется паразитной индуктивностью
шины LDC и номиналом конденсатора CS . С ростом частоты пульсаций допустимое зна-
чение тока снижается из-за роста потерь, практические рекомендации по измерению значения Irms даны ниже.

Методы измерения
В отличие от тока коллектора, который в режиме КЗ может в 6–10 раз превышать но-
минальное значение, перегрузка IGBT по пиковому напряжению VCES недопустима
и практически всегда ведет к отказу. В связи с этим особенно важно проводить измерения максимально возможного перенапряжения (VCEpeak ) конкретной схемы в предельных режимах работы. Отсутствие опасных перегрузок свидетельствует о том, что сам модуль, устройство управления (резистор затвора), дизайн DC-шины, а также тип и номинал снаббера выбраны корректно.
Рекомендуется проводить анализ работы схемы в 4 режимах:
1. Максимальный ток нагрузки.
2. Короткое замыкание нагрузки при максимальной и минимальной индуктивности цепи КЗ.
Примечание: существует несколько разновидностей короткого замыкания, например,
КЗ нагрузки, КЗ кабеля на стороне нагрузки или на стороне преобразователя рядом с вы-
ходными каскадами. Индуктивность цепи замыкания LSC в зависимости от режима может превышать 10 мкГн или быть менее 1 мкГн при аварии непосредственно на выходе инвертора (наихудший случай). Тесты должны предусматривать анализ всех возможных состояний при минимальной и максимальной температуре кристаллов Tj.
Наибольшее значение перенапряжения наблюдается при наименьшем значении LSC ,
когда схема защиты выключает IGBT непосредственно перед выходом из насыщения.
3. Сквозной пробой при одновременном открывании обоих транзисторов полумоста
(эта ситуация исключается при использовании драйверов с функцией Interlock).
Примечание: необходимо проанализировать 2 возможных состояния — одновременное
включение верхнего и нижнего плеча полумоста, а также включение IGBT при открытом оппозитном транзисторе.
4. Запирание оппозитных диодов.
Примечание: выключение диода может сопровождаться появлением пикового выброса
напряжения, воздействующего как на сам диод, так и на параллельный IGBT. Наиболее
тяжелый режим наблюдается при низком токе (<10% IC) и низкой температуре. В некоторых случаях снаббер оказывается более необходимым именно для ограничения пере-
напряжения при запирании диода.
Измерение VCE следует производить максимально близко к чипу IGBT. Для интеллек-
туальных модулей SKiiP ближайшими к кристаллам точками являются DC-терминалы.
У модулей IGBT семейства SEMiX можно использовать дополнительные сигнальные выводы эмиттеров, расположенные непосредственно рядом с чипами. При использовании DC-выводов в качестве контрольных точек к измеренным значениям необходимо добавлять разницу потенциалов, образующуюся на внутренней индуктивности модуля LCE ,определяемую как L_CEx di/dt.
Самым распространенным на практике способом измерения является так называемый метод «двойного импульса» (рис. 7).


Для различных значений индуктивности нагрузки и длительности импульса управления этот метод позволяет имитировать практически любые условия работы от минимального тока нагрузки до режима КЗ. Одиночный импульс переменной длительности используется для анализа режима КЗ, при этом он вырабатывается обычным генератором, в то время как для формирования «двойного импульса» необходим контроллер.
Стандартная процедура измерений, используемая компанией SEMIKRON, включает следующие шаги:
• Напряжение DC-шины задается от изолированного источника напряжения, позволяющего ограничивать величину выходного тока (как правило, 100 мА). Напряжение устанавливается максимальным для конкретной схемы (обычно это уровень
срабатывания защиты от перенапряжения).
• Цепь КЗ создается с помощью кабеля большого сечения, соединяющего АС-выход с од-
ним из выводов питания (рис. 8). Длина кабеля определяет его индуктивность (1 м дли-
ны соответствует примерно LSC = 1 мкГн).
Аварийное состояние может также быть сымитировано при соединении двух выходов 3-фазного инвертора. При этом один IGBT (например, верхний в фазе 1) должен быть постоянно открыт, а импульс управления должен воздействовать на нижний ключ в фазе 2 или 3.
• К драйверу IGBT подключается контроллер, формирующий одиночный или двойного импульс управления. Если схема защиты управляется не драйвером затворов, а контроллером, необходимо производить мониторинг сигнала неисправности для
определения момента отключения затвора IGBT модуля.
• Измерения начинаются при максимально возможном значении индуктивности ISC цепи КЗ. Длительность одиночного импульса управления увеличивается (соответственно, увеличивается пиковый ток коллектора IGBT) до момента срабатывания защиты от перегрузки. Производится измерение VCEpeak .
• Тест повторяется при снижении величины ISC до минимума.
• Для анализа поведения схемы при включении IGBT и выключении оппозитного диода подается двойной импульс управления. Диод (например, в нижнем плече ВОТ) выходит из проводящего состояния при открывании оппозитного IGBT в плече ТОР.
• Измерения необходимо провести на каждом IGBT, наивысшее значение перенапряжения обычно наблюдается на ключе, наиболее удаленном от конденсаторов DC-шины. Тесты повторяются при низкой и высокой рабочей температуре. Для задания Tjmax достаточно разогреть радиатор с помощью внешнего источника тепла, поскольку при управлении от одиночных импульсов разница температур кристаллов и теплоотвода незначительна.


Рекомендации по подключению измерительных приборов:
• Для обеспечения безопасности и повышения точности измерений осциллограф должен быть заземлен. Для предотвращения короткого замыкания необходимо использовать изолированный источник питания DC-шины.
• Рекомендуется соединять минусовый вывод пробника напряжения кшине DC+ при
измерении VCE IGBT верхнего плеча. Такое подключение позволяет снизить синфазные шумы в измеряемом сигнале. Если же необходимо одновременно контролировать напряжение затвора TOP IGBT, то производится заземление АС выхода полумоста (рис. 8б) и к нему подключается минусовый вывод пробника напряжения.
• Пробник с изолированным дифференциальным входом может быть использован для измерений в случае, если он имеет достаточно широкую полосу пропускания.
• Для уменьшения влияния синфазных шумов рекомендуется использование ферритовых колец соответствующего размера на измерительных кабелях пробника и осциллографа.
Коммутация IGBT и диода вызывает появление пульсирующих токов, замыкающихся
через основные конденсаторы. При выключении IGBT возникает положительный пик
тока шины, соответствующий заряду снаббера, и последующий затухающий колебательный процесс в контуре между емкостями CS и CDC_link (рис. 9а).


При запирании и обратном восстановлении диода снаббер частично разряжается, в результате чего возникает пиковый ток, протекающий в отрицательном направлении.
Как и в предыдущем случае, это сопровождается колебаниями, причем их амплитуда
может быть даже выше (рис. 9б). Частота осцилляций (как правило, она находится в ди-
апазоне от 100 кГц до нескольких МГц) в обоих случаях определяется паразитной индук-
тивностью DC-шины и величиной CS . Измерение тока пульсаций может быть проведено с помощью петли Роговского, размещенной на выводе снаббера. Использование вольтметров или функции «RMS», доступной у некоторых современных осциллографов, не дает корректных результатов из-за очень малой величины усредненного за период сигнала на фоне большого смещения.
Реальный смысл определение среднеквадратичного значения сигнала имеет только в те-
чение переходного процесса, возникающего при выключении диода «ВОТ» (t1 на рис. 10)
или IGBT «ТОР» (t2 на рис. 10). Оба этих процесса повторяются на каждом периоде
коммутации T = 1/fsw. Анализ должен быть проведен при максимальной рабочей тем-
пературе, поскольку при этом ток обратного восстановления диода максимален. Кроме
того, предельные режимы работы преобразователя нормируются именно для этого слу-
чая. Необходимо также учесть, что допустимые значения Irms и Vrms зависят от частоты
осцилляций, и это должно быть отражено в спецификации снабберного конденсатора.
Все конденсаторы очень чувствительны к величине рабочей температуры, превышение ее предельного значения в результате внешнего нагрева или саморазогрева, как правило, ведет к мгновенному отказу. Перегрев снабберных конденсаторов может быть вызван следующими причинами:
• потери мощности при протекании переменного тока (зависят от тангенса угла потерь и эквивалентного сопротивления ESR);
• повышение температуры окружающей среды;
• нагрев от внешних элементов конструкции (силовой модуль, DC-шина);
При известном тепловом сопротивлении конденсатора Rth его рабочая температура оп-
ределяется как Top = Tbody+Rth"I 2"ESR, а величина Tbody может быть измерена термопа-
рой на корпусе снаббера.


Заключение
Проектирование преобразователей высокой мощности является сложнейшей задачей,
требующей внимательного подхода на всех этапах. Успешная разработка подобных изделий немыслима без учета распределенных параметров конструкции. Одной из главных
характеристик конструкции конвертора является распределенная индуктивность звена
постоянного тока, определяющая уровень переходных перенапряжений и во многом вли-
яющая на надежность работы изделия. В предлагаемой статье приведено объяснение процессов, происходящих при коммутации силовых ключей в инверторных схемах,
даны рекомендации по проектированию силовых преобразователей в части расчета уровня
коммутационных выбросов, а также выбора типа и номинала снабберных конденсаторов.
Все сказанное проверено многолетним опытом работы дизайнерского центра компании
SEMIKRON. За прошедшие годы инженерами и конструкторами фирмы накоплен уникальный опыт разработок мощных конверторов, ярким примером этому служит то, что более 15 000 типов таких изделий успешно эксплуатируется в различных отраслях промышленности. Диапазон выпущенных сборок SEMISTACK простирается от простейших выпрямителей зарядных устройств до блоков, работающих в лифтах, ветроэлектростанциях, гелиоустановках, электромобилях, субмаринах. В первую очередь инженеры компании специализируются на проектировании сложных изделий, главным требованием к которым является надежная работа в тяжелых условиях эксплуатации. ■
Литература
1. Колпаков А. И. Антипараллельные диоды SK для новых полений IGBT // Электронные Компоненты. 2005. № 2.
2. Christopher A. Dimino, Ravi Dodballapur. A low inductance, simplified snubber, power inverter implementation. MagneteTek Drives and Systems Division. New Berlin WI, 53151 USA.
3. Колпаков А. И. IGBT — инструкция по эксплуатации //Силовая Электроника. 2007. № 1.
4. IGBT Peak Voltage Measurement and Snubber Capacitor Specification. SEMIKRON Application Notes AN-7006. SEMIKRON INTERNATIONAL GmbH, 2008.

Замена транзисторов в приводах с ЧПУ

Вылез очередной вопрос, что делать с биполярными транзисторами в ЧПУ-шных приводах?
Если нужно ремонтировать инвертор, собранный что на КТ839-х, что на молодечновских модулях типа МТКД , либо BOSH-евский на QM-ах. Этих транзисторов днем с огнем не сыщешь!
Знакомые в Сумах успешно переделывают старый BOSH используя вместо биполярных дарлингтонов QM Mitsibishi IGBT SKM150GB128D SEMIKRON.
Для этого нужно:
-поменять конденсаторы демпферов (хотя можно и оставить);
-поменять выходную часть драйверов, испльзовав, напр. пару КТ972 КТ973;
-раздача ВЧ на трансы питания драйверов остается, нужно немного домотать их вторички, чтобы обеспечить стабилизированное напряжение включения IGBT +15V;
-запирающее отрицательное можно не трогать;
-поставить стабилитроны по затвору и затворный резистор;
И все работает!!

Trench 4 – универсальная технология IGBT

Андрей Колпаков, инженер ООО «СЕМИКРОН»
Ул. Б.Пушкарская, 41, С-Петербург, 197101, Россия
Тел./факс: (+7812) 232-9825, e-mail: Andrey.Kolpakov@semikron.com

Annotation – main features of new IGBT Trench 4 technology and CAL 4 fast diode technol-ogy, analysis of the static and dynamic behaviour of IGBT T4
Keywords – IGBT, technology, static behaviour, dynamic behaviour
ВВЕДЕНИЕ
Использование новых типов кристаллов IGBT в стандартных конструктивах дает возможность увеличить техническую эффективность и мощностные характеристики силовых преобразовательных устройств без изменения их конструкции. В модулях семейств MiniSKiiP, SEMiX, SEMITRANS и SKiM, производимых компанией SEMIKRON начиная с 2007 года, применяются чипы нового поколения: Trench 4 IGBT от Infineon и антипараллельные диоды CAL 4 собс-венной разработки. Улучшенные технические харак-теристики силовых ключей серии Т4 позволяют им с успехом заменить практически все используемые в настоящее время типы низковольтных IGBT. Основ-ные особенности технологии Trench Field Stop были подробно рассмотрены в [1]. Предлагаемая статья по-священа вопросам применения компонентов 4 поколения.

Рис. 1. Уменьшение размера кристаллов IGBT и напряжения насыщения VCEsat

На рисунке 1 показано как исторически шло уменьшение площади чипов IGBT, сопровождающееся соответствующим улучшением характеристик проводимости. С появлением 4 поколения IGBT, выполненных по технологии Trench Field Stop, плотность тока повысилась с 85 А/см2 (SPT IGBT) и 115 А/см2 (T3 IGBT) до рекордного на сегодняшний день пока-зателя 130 А/см2.
Размер чипов IGBT Т4 рассчитан из условия достижения оптимального соотношения между стоимо-стью, электрическими и тепловыми характеристиками. Следует отметить, что неизбежной платой за уменьшение активной площади полупроводников яв-ляется повышенное тепловое сопротивление и худшая стойкость к режиму короткого замыкания. Для преодоления проблем, связанных с повышением плотности мощности, необходимо снижать уровень потерь.
При переходе от второго к третьему поколению IGBT усилия производителей были направлены на уменьшение потерь проводимости (напряжения насыщения VCEsat). Основной задачей, поставленной при разработке Trench 4 IGBT, стало улучшение динами-ческих характеристик и обеспечение более плавного характера переключения.
Кроме того, для повышения перегрузочной способности диапазон рабочих температур должен быть расширен до величины не менее Tjmax = 175C, такое требование выдвигаются в первую очередь производителями транспортных приводов. Если учесть, что стандартным значением «теплового запаса» для пиковых перегрузок считается 25C, то для кристаллов 4 поколения номинальной долговременной рабочей температурой является 150C. В пересчете на выход-ную мощность 3-фазного инвертора это означает прибавку не менее 20% по сравнению с модулями, у ко-торых величина Tjmax ограничена на уровне 125C.
Кристаллы IGBT4 созданы на основе Trench технологии 3 поколения, которая используется при произ-водстве модулей SEMIKRON 066, 126 и 176 серий с рабочим напряжением 600, 1200 и 1700 В соответственно. Эти компоненты отличаются очень хорошими характеристиками проводимости: напряжение насыщения VCEsat модулей 126 серии при номинальном токе и температуре 25С не превышает 1,7 В, для компонентов 066 серии VCEsat = 1,45 В. Однако уровень динамических потерь у них достаточно высок, и в ре-жиме «жесткой коммутации» применение ключей данного типа на частотах выше 5…7 кГц нецелесообразно.
Существенное улучшение характеристик было достигнуто благодаря оптимизации основных элемен-тов вертикальной структуры чипа: n- – базы, n-Field Stop слоя, предназначенного для повышения напряжения пробоя, и эмиттера. В результате модернизации Trench технологии удалось снизить суммарное значение потерь в широком диапазоне частот и обеспечить более плавный характер переключения. Не менее важным достижением является увеличение допусти-мой рабочей температуры Tjmax кристаллов с 150°C до 175°C. Благодаря этому применение нового поколения модулей IGBT позволяет увеличить запас по перегрузке в динамических режимах и повысить надежность работы преобразователей.
В таблице 1 приведены основные характеристики IGBT различных типов, определяющие мощность потерь. Для корректности сопоставления значения параметров даны при температуре Tj = 125°C, а для чипов 4 поколения добавлены соответствующие величины для Tj = 150°C.

Таблица 1. Сравнительные характеристики IGBT различных поколений
(рабочее напряжение 1200 В, номинальный ток кристалла – 100 А)
Параметр, единица измерения Trench IGBT3 Trench IGBT4 / 150С
Напряжение насыщения VCEsat, В (@ ICnom, 25С) 1,7 1,8
Напряжение насыщения VCEsat, В (@ ICnom, 125С) 2,0 2,1 / 2,2
Энергия переключения Еsw, мДж (@ 125С) 27 19 / 21
Тепловое сопротивление Rth(j-c), С/Вт 0,22 0,27
Заряд затвора QG, мкКл
(@ VGE = -8/+15 B) 0,9 0,57
Температура кристалла Tjmax, С 150 175


Рис. 2. Зависимость энергии потерь модуля SKM 200GB12T4 от температуры кристалла Tj (А) и сопро-тивления затвора RG (B)

Как было отмечено выше, IGBT новой генерации отличаются пониженным уровнем динамических потерь. Значение параметра Eoff у силовых ключей серии T4 даже несколько меньше, чем у наиболее универсальных на сегодняшний день модулей SPT, а по сравнению с Тrench IGBT третьего поколения этот показатель улучшен на 30%. Причем это сравнение справедливо как для стандартных условий измерения (125С), так и для новых (155С), оговоренных в спецификации.
В зависимости от температуры кристалла, энергия потерь Esw может быть рассчитана в соответствии с выражением, использующим линейный температурный коэффициент ТС:
Esw(Tj) = Esw(150°C) × (1− TC × (150°C − Tj))
где ТСI = 0,0034 для IGBT, ТСD = 0,006 для антипараллельного диода.
На графиках (рис. 2а) показаны измеренные и расчетные значения Esw для различных температур Tj.

Рис. 3. Зависимость времени t и скорости переклю-чения di/dt от резистора затвора RG

Процессы, происходящие при выключении Trench IGBT и модулей других современных типов (SPT или NPT), заметно отличаются. Главное различие состоит в том, что время tf и потери выключения Eoff для ком-понентов, производимых по Trench технологии, прак-тически не зависят от величины сопротивления затвора RG.

Рис. 4. «Полумягкий» (А) и жесткий (В) режим ко-роткого замыкания

Очень важным показателем IGBT, характеризующим надежность работы ключа в динамических режимах, является нормированное время короткого замыкания tsc – время, в течение которого модуль способен без повреждения проводить ток самоограничения, определяемый крутизной IGBT. До появления тонкопленочных технологий этот показатель обычно рав-нялся 10 мкс при комнатной температуре. Для современных силовых ключей значение tsc пришлось сократить до 5-6 мкс из-за невозможности быстро рассеивать в тонком кристалле огромное количество энергии, выделяемой в режиме КЗ.
Существует несколько разновидностей состояния короткого замыкания, два из которых показаны на рисунке 4:
• «полумягкий» режим (4а) – IGBT включается на КЗ нагрузку (отрезок кабеля с нормированной рас-пределенной индуктивностью) при Tj = 150°C, VCC = 900 В, VCE(max) = 1160 В, ICM = 1715 A, RG(off) = 15 Ом;
• «жесткий» режим (4b) – оба IGBT полумоста от-крываются одновременно при Tj = 150°C, VCC = 900 В, VCE(max) = 1136 В, ICM = 1524 A, RG(off) = 15 Ом;

Где:
Tj – температура кристалла,
VCC – напряжение DC шины,
VCE(max) - максимальное напряжение на DC термина-лах модуля,
ICM = 1524 A – ток отключения,
RG(off) = 15 Ом – сопротивление затвора при выключе-нии.

При напряжении питания VCC = 600 В безопасное отключение IGBT может происходить при номиналь-ном значении резистора затвора. При повышении на-пряжения DC шины необходимо обеспечить т.н. режим «плавного» выключения (STO – Soft Turn-Off или SSD – Soft Shut-Down), т.е. снизить скорость выключения. Это достигается с помощью увеличения номи-нала резистора затвора RGoff или за счет использования специальной траектории изменения VGE, например введения промежуточной ступеньки управления VGoff = 0.
Точное значение сопротивления затвора для режима SSD определяется экспериментально, оно должно обеспечивать отсутствие опасных выбросов напряже-ния при отключении режима КЗ. Амплитуда этих перенапряжений зависит от скорости выключения и величины паразитной индуктивности цепи LS. Как показано на рисунке 4, уровень выбросов зависит также от типа КЗ. К выбору величины RGoff надо относиться очень аккуратно, т.к. его неоправданное увеличение может привести к опасному росту потерь выключе-ния.

ЭЛЕКТРОМАГНИТНАЯ СОВМЕСТИМОСТЬ
Состав спектра электромагнитных помех инвертора завит в основном от градиентов тока IC(t) и напря-жения VCE(t), образующихся при коммутации силовых ключей. Для современных полупроводниковых модулей средней мощности достижимы скорости измене-ния напряжения до 10 кВ/мкс и тока – до 10 кА/мкс (при комнатной температуре). С ростом температуры характер коммутации становится более плавным, и указанные значения градиентов снижаются на 50…60%.
Скорость спада тока при выключении di/dt практи-чески линейно зависит от IC, а при возрастании напряжения DC-шины она увеличивается незначительно. Довольно неожиданным является тот факт, что di/dt для Trench 4 практически не спадает с ростом сопротивления затвора, как показано на рисунке 3b. В действительности в определенном диапазоне увеличение RG даже несколько повышает скорость выключения тока, и только при больших величинах сопротивления di/dt снова начинает падать. Этот эффект вызван накоплением носителей заряда в базе транзистора в момент выключения: при малых значениях RG электроны задерживаются в базовой области IGBT, большой накопленный заряд является причиной достаточно плавного наклона характеристики выключения. При увеличении резистора затвора, MOS канал IGBT структуры оказывается полностью закрытым в момент, когда ток начинает спадать. При этом электронов, которые могли бы создать дополнительный ток, уже нет, а оставшееся небольшое количество дырок быстро рассасывается, что приводит к увеличению скорости выключения. Данный процесс подробно описан в [3].

КОММУТАЦИОННЫЕ ПЕРЕНАПРЯЖЕНИЯ

Рис. 5. Зависимость амплитуды переходных пере-напряжений от резистора затвора RG (IC = 2IСnom = 600 A, VDC = 600/800 B, модуль SKM300GB12T4): при нормальной (RT) и повышенной температуре (А), при различных напряжениях DC-шины (В)

Резкий спад тока коллектора, происходящий при выключении силового модуля, вызывает появление импульсных перенапряжений dV, наводимых на паразитных индуктивностях LS коммутируемых цепей: dV = LS  di/dt. Коммутационные пики добавляются к напряжению DC-шины и образующийся в результате суммарный сигнал VCE = VDC + dV может превысить напряжения пробоя IGBT. Необходимо также учесть, что предельное значение VCEmax является характеристикой кристалла, а из-за наличия внутренней индуктивности выводов LCE напряжение на чипах в импульсных режимах всегда выше, чем на DC термина-лах модуля на величину LCE  di/dt. В зависимости от конструкции модулей и скорости выключения эта разница может достигать 100 и более вольт.
Измерения, проведенные на дополнительных сиг-нальных выводах коллектора и эмиттера (Ex, Cx), рас-положенных непосредственно рядом с чипом IGBT, показали, что наибольшее значение перенапряжения VCEmax наблюдается на «холодном» кристалле (см. рис 5а). При увеличении в некоторых пределах резистора затвора RG возрастает как скорость выключения di/dt, так и амплитуда выбросов, как показано на рисунке 5b. Ограничить уровень перенапряжения становится возможным только при достаточно больших значени-ях RGoff (> 20 Ом для модуля с номинальным током 300 А), что естественно ведет к заметному росту по-терь выключения. При работе с большими уровнями напряжения DC-шины (VDC > 800 B) между DC терминалами модуля должен быть установлен снабберный конденсатор (см. рис 5b). Кроме того, для предотвращения пробоя силового ключа в режиме КЗ в этом случае рекомендуется использование режима «плавного» отключения.

ВНУТРЕННИЙ РЕЗИСТОР ЗАТВОРА RGINT
Чтобы обеспечить синхронное управление кристаллами, соединенными в параллель внутри модуля, каждый из них должен иметь индивидуальный резистор затвора. Это необходимо для компенсации разброса напряжения открывания VGE(th), на что следует обращать особое внимание при проектировании: достаточно распространенной ошибкой является непо-средственное соединение затворов параллельных модулей. Разница в значении VGE(th) (см. рис. 6b) приводит к тому, что чип с минимальным VGE(th) откроется первым и примет на себя всю токовую нагрузку. Этот эффект усугубляется тем, что напряжение отпирания затвора имеет отрицательный температурный коэффициент. IGBT с большим пороговым напряжением откроется с задержкой t11, определяемой временем включения модуля с меньшим VGE(th). Напомним, что длина горизонтального участка характеристики затвора зависит от значения емкости Миллера «коллектор – затвор» Ccg. Спадающее напряжение на коллекторе дифференцируется этой емкостью и создает ток, ком-пенсирующий ток включения.
Для решения проблемы существует простое и хорошо известное решение: все параллельно соединенные ключи должны иметь индивидуальные и одинаковые резисторы затвора. В этом случае напряжение на каждом затворе будет нарастать независимо и разница времени задержки включения не превысит t1, как показано на рисунке 6а.

Рис. 6. Задержка при включении параллельных IGBT: А – при использовании раздельных резисторов затвора, В – при использовании общего резистора затвора

В зависимости от номинального тока кристалла IC-nom SEMIKRON использует следующие номиналы за-творных резисторов:
RGint = 10 Ом (ICnom = 75 A)
RGint = 7,5 Ом (ICnom = 100 A)
RGint = 5 Ом (ICnom = 75 A)
RGint = 2 × 5 Ом (ICnom = 300 A; 2 чипа в параллель с ICnom = 150 A)
RGint = 4 × 7,5 Ом (ICnom = 400 A; 4 чипа в параллель с ICnom = 100 A)

Отметим, что при нормировании динамических характеристик IGBT внутренний резистор затвора не включается в справочное значение RG, под которым подразумевается только внешнее сопротивление. Тем не менее, величину RGint необходимо учитывать при расчетах нагрузочных параметров драйвера: предель-ного тока управления IGM или минимального резистора затвора RGmin.

АНТИПАРАЛЛЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ
Для того чтобы модернизированные кристаллы IGBT наиболее полно проявили свои преимущества, они должны использоваться с антипараллельными диодами, согласованными с ними по плотности мощности, статическим и динамическим характеристикам. Для решения этой задачи фирмой SEMIKRON было создано четвертое поколение быстрых диодов на основе собственной технологии CAL (Controlled Axial Lifetime), главными отличительными особенностями которой являются плавный характер переключения во всем диапазоне рабочих токов, высокий иммунитет к dI/dt и малый ток обратного восстановления.
При разработке CAL-диодов 4 поколения основное внимание уделялось обеспечению плавной кривой обратного восстановления dIrr/dt и согласованию характеристик восстановления с динамическими свойствами Trench 4 IGBT. Усовершенствование структуры кристаллов позволило на 30% повысить допустимое значение плотности тока, при этом потери переключения остались на уровне, достигнутом в диодах предыдущей генерации CAL3. Использование нового способа пассивации DLC (Diamond Like Carbon) дало возможность увеличить значение предельной рабочей температуры чипов до 175С и добиться наилучшего согласования параметров диодов CAL4 с характеристиками IGBT Trench 4.

ВЗАИМОЗАМЕНЯЕМОСТЬ
Для большинства применений замена модулей IGBT предыдущих серий на компоненты 4 поколения дает очевидные преимущества: снижение уровня потерь, уменьшение коммутационных перенапряжений, улучшение электромагнитной совместимости. Суще-ственно меньше оказывается потребляемая от драйвера мощность, т.к. величина заряда затвора QG для силовых ключей Trench 4 снижена более чем на 30%.

Рис. 7. Зависимость максимального выходного то-ка 3-фазного инвертора от частоты коммутации Iout(rms) = f(fsw)

Однако для получения максимального эффекта от применения модулей новой генерации требуется некоторая адаптация схемы управления. В первую очередь рекомендуется изменить соответствующим образом резистор затвора RG. Если, например, SKM200GB12T4 установить вместо SKM200GB128D (SPT-IGBT), то величина RG должна быть уменьшена с 7 Ом до 1 Ом. Использование номинала, рекомендованного для SPT, приведет к увеличению потерь включения с Eon(1 Ом) = 21 мДж до Eon(7 Ом) = 44 мДж (см. рис. 2).
При использовании силовых ключей поколения Trench 4 необходимо учитывать, что они рассчитаны на более высокую рабочую температуру (Tjnom = 155°C, Tjmax = 175°C). Это означает, что модули новой генерации обеспечивают в инверторных применениях соответствующий запас, как по номинальному току, так и по току перегрузки.
Сказанное подтверждается графиками, приведенными на рисунке 7, где показана зависимость максимального выходного тока 3-фазного инвертора от частоты коммутации для трех типов IGBT: Trench 3 (SKM 400GB126D), SPT (SKM 400GB128D) и Trench 4 (SKM 300GB12T4). Расчеты выполнены для следую-щих условий эксплуатации:
• Напряжение DC-шины Vcc = 650 В;
• Выходное напряжение Vout = 400 В;
• Частота выходного сигнала fout = 50 Гц;
• Температура окружающей среды Та = 40°C;
• Тепловое сопротивление радиатора Rth(s-a) = 0,031 °C/Вт.
Эпюра для модулей нового поколения (SKM 300GB12T4) при Tj = 125°C во всем диапазоне частот практически совпадает с кривой предельного тока для силовых ключей, выполненных по технологии SPT (SKM 400GB128D). Однако поскольку для компонентов серии Т4 все режимы гарантируются при Tjmax = 150C, то соответственно максимально допустимый ток у них оказывается на 10-15% выше, что подтверждается соответствующим графиком на рисунке 7.
Следует отметить, что предельный ток преобразователя зависит от ряда параметров, важнейшими из которых являются статические и динамические потери, а также их соотношение, все эти показатели достаточно корректно можно определить только для кон-кретных условий применения. Однозначный ответ на может дать только тщательный тепловой расчет. Наи-более удобным и простым средством проведения ана-лиза температурных режимов является программа теплового расчета Semisel, интерактивная версия ко-торой доступна на сайте www.semikron.com.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Над модернизацией и совершенствованием модулей IGBT в типовых конструктивах работают практически все фирмы-изготовители. В производственной программе SEMIKRON семейство стандартных модулей IGBT, включающее 5 типов корпусов, носит название SEMITRANS. К новым промышленным стандартам можно отнести и последнюю генерацию силовых ключей SEMiX, завоевавших большую популярность благодаря своим очевидным конструктивным достоинствам. Применение новейших поколений чи-пов IGBT в стандартных конструктивах дает возмож-ность повышать эффективность и выходную мощность преобразователей без изменения их конструкции.
Усовершенствованная технология Trench 4 поко-ления позволяет расширить область рабочих частот, увеличить плотность мощности, обеспечить больший запас по перегрузкам. Для получения максимальной отдачи от использования 4 поколения чипов IGBT компания SEMIKRON разработала новую серию антипараллельных диодов CAL 4, наилучшим образом согласованных с Trench 4 по температурным и динамическим параметрам.

[1] А. Колпаков. «T4 – универсальная технология IGBT». Силовая Электроника №3, 2007г.
[2] Ralph Annacker, Reinhard Herzer, «IGBT4 Technol-ogy Improves Application Performance», SEMIKRON International, 2007.
[3] H. Hüsken and W. Frank; Balancing losses and noise considerations for choosing the gate resistor, PCIM 2006; Nuremberg
[4] M. Freyberg, U. Scheuermann, «Measuring Thermal Resistance Of Power Modules», PCIM 05/03 p. 34-38, 05/2003.
[5] Колпаков А.И.
Технологии IGBT:Текущее состояние и перспективы //Техн.електродинаміка. Тем.вип.»Силова електроніка та енргоефективність». Ч.2.-Київ, 2007,-с.3-8.