Мощный полумостовой драйвер

Довольно интересный драйвер. Если немного доработать обвеску, то можно
и драйвер управления мощными IGBT-модулями сваять. Выходной ток в импульсе довольно существенным может получиться.

Отличительные особенности:

проходное сопротивление: 16 мОм;
малый собственный ток потребления: 7 мкА;
возможность ШИМ-регулирования с частотой до 25 кГц;
ограничение тока на уровне 43 А;
ключевой режим работы;
отключение при перегреве с фиксацией режима;
запирание при перенапряжениях;
отключение при пониженном напряжении;
стандартные логические входные уровни;
регулируемая скорость нарастания выходного сигнала;
температурный диапазон: −40°C…+150°C;
корпус P-TO-263-7.
Функциональная схема BTS7690B.

Новость обнаружилась здесь, на сайте Радиолоцман.

"Правильное" прочтение DataSheet :Part 2

Поскольку многие "глянцевые" журналы по нашей тематике избегают открытого размещения в И-нет статей, публикуемых в печатных вариантах(и я их редакции понимаю), мы будем вополнять эти пробелы по мере возможностей.
Взять для примера эту интереснейшую статью:
ОБ УМЕНИИ ЧИТАТЬ DATASHEET «МЕЖДУ СТРОК».
Часть 1 ее размещена здесь... но на часть 2 есть только сылка на то, что такая вторая часть существует. Поэтому пользуясь известной доброжелательностью автора, приводим ниже эту самую Часть 2
ОБ УМЕНИИ ЧИТАТЬ DATASHEET «МЕЖДУ СТРОК». ЧАСТЬ II
Андрей Колпаков, инженер ООО «СЕМИКРОН»

Keywords модуль IGBT, тепловое сопротивление, перегрев, максимальный ток, SKM, SKKE, BSM, MII, SKM800GA176D, FZ600R17KE3, SKKE330F17, BYM600A170DN2, SEMISEL, IPOSIM

Мы продолжаем обсуждение вопросов, связанных с методиками измерения характеристик силовых модулей, принятыми у разных производителей. В предыдущей статье [1] разговор шел о способах определении теплового сопротивления, являющегося важнейшим параметром для расчета перегрева кристалла. На реальном примере мы показали, что разница в значениях Rth для близких по конструкции модулей может объясняться различными способами их измерения. В данной статье мы поговорим о принципах нормирования
предельных электрических характеристик силовых модулей.
В начале нашего разговора напомним о том, сколь значительной может быть разница в характеристиках, вызванная несовпадением методик измерения тепловых параметров. Тепловое сопротивление «корпус–теплосток» вычисляется по формуле Rth(c-s) = dT(c–s)/Р, где dT(c–s) — это разница температур, измеренных на корпусе модуля и на радиаторе, а Р — величина рассеиваемой мощности. Источником неоднозначности в
данном случае является положениетермодатчиков. Как отмечалось в предыдущей статье, в зависимости от конструкции модуля и стандартов, принятых на фирмах-производителях, существует 4 основных метода определения теплового сопротивления (A, B, C, D), различающихся местом установки измерителей температуры.
Таблица 1. Сравнительные тепловые характеристики модулей SKM600GA125D (SEMIKRON) и FZ400R12KS4 (EUPEC)

Тип модуля	Rth(j–c), °С / Вт		Rth(c–s), °C / Вт
	Изм.	Справ	Изм.,Метод "А"	Изм.,Метод "В"	Справ
SKM600GA125D	0,034	0,041	0,038	0,020
FZ400R12KS4	0,039	0,050	0,032	0,018	0,010

В таблице 1 приведены справочные значения тепловых сопротивлений двух близких по конструкции и электрическим характеристикам модулей, производимых компаниями SEMIKRON и EUPEC. Обратите внимание на то, что справочная величина сопротивления «корпус–теплосток » R_th(c–s) различается почти в 4 раза. В то же время при измерении этого параметра в соответствии со стандартными методиками «А» и «В»
разница не превышает 15% [2].
В таблице 2 показаны электрические характеристики сравниваемых модулей, оказывающие основное влияние на мощность потерь, а следовательно, и на температуру перегрева кристаллов. Как видно из таблицы, модуль SEMIKRON имеет несколько большие статические потери, меньшие потери переключения и соизмеримое значение прямого падения напряжения на антипараллельных диодах.

Тип модуля	Ic, A, 25/80 C	VCEsat, B, 25/125° при 400 A	Eon/Eoff, мДж, 125° при 400 A	VF, B, 25/125° при 400 A	PIGBT, Вт	PTOT, Вт	TJIGBT, °C
					Расчет SemiSel IPOSIM
SKM600GA125D	580/400	3,3/4	30/22	2/1,8	297,0	352	83,0
FZ400R12KS4	510/400	3/3,6	38/32	2/1,7	333,8	408	85,8

Таблица 2. Сравнительные электрические характеристики модулей SKM600GA125D (SEMIKRON) и FZ400R12KS4 (EUPEC)
Приведенные характеристики подтверждают, что оба модуля стандартного размера 62 мм находятся в одной «весовой категории». Если пользоваться справочным значением теплового сопротивления Rth(c–s) «корпус–теплосток», не задумываясь о методике его измерения, результаты расчетов, естественно, покажут более высокий нагрев кристаллов модуля SKM600GA125D.
В предыдущей статье мы предположили, что хорошим методом сравнения характеристик силовых модулей в условиях конкретного применения может быть тепловой расчет, выполненный с помощью «фирменного» программного обеспечения. Прежде всего, такие программы полезны для определения мощности потерь. В корректности этих расчетов не приходится сомневаться, так как для них используются классические и проверенные
методики. Главной проблемой, как мы уже убедились, является сопоставление тепловых характеристик.
В данном случае можно использовать программу IPOSIM V6.0b, разработанную EUPEC, а также хорошо известную нашим разработчикам программу теплового расчета и выбора
компонентов SemiSel [3, 4] компании SEMIKRON. Анализ производится для следующих условий эксплуатации:
– напряжение DC-шины VDC 600 В;
– выходное напряжение Vout (для SemiSel) 400 В;
– коэффициент модуляции m (для IPOSIM) 0,9;
– выходной ток (среднеквадрати чное значение) Irms/Iout 200 А;
– рабочая частота fsw 8 кГц;
– температура окружающей среды 40°С.
Фрагмент окна results с результатами вычислений, произведенных программой IPOSIM, приведен на рисунке 1,


а программой SemiSel — на рисунке 2.


Для того чтобы расчеты были максимально сопоставимы, мы уравняли при помощи поправочного коэффициента (Correction factor) тепловое сопротивление Rth(s–a) «радиатор — окружающая среда» модуля SEMIKRON с величиной, установленной для модуля EUPEC (Rthh = 0,05). Полученные значения мощности потерь и температуры кристаллов приведены в последнем столбце таблицы 2. Обратите внимание на то, что величина рассеиваемой мощности для модуля SEMIKRON ниже более чем на 10%, а температура кристаллов IGBT практически совпадает. Причиной этого, очевидно, является некорректная величина Rth(c–h), использованная при вычислениях.
При работе со специализированными программами теплового расчета особое внимание следует уделять точности ввода исходных данных, и в первую очередь — тепловых сопротивлений.
Основой для сравнения должен служить уровень рассеиваемой мощности, определяемый по
сходным методикам, и не зависящий от Rth. При расчете температуры кристаллов следует учитывать методики измерения тепловых характеристик.
У каждого производителя электронных компонентов принята собственная система обозначений, и не стоит сетовать, что они не подчиняются единому стандарту. Разговоры о том, что документация фирмы Х, нормирующей технические характеристики при 80°С, «правильнее», чем у компании Y, определяющей их при 25°С, относятся больше к области психологии, чем к технике. Такие сравнения чаще всего — некорректны.
Например, в качестве номинального указывается постоянный ток коллектора, а много ли вы знаете применений, когда IGBT работает на постоянном токе? Конечно, большинство разработчиков понимает, что цифры, содержащиеся в названии модуля, не эквивалентны его техническим характеристикам, и выбор может делаться только на основании детального расчета мощности рассеяния и температуры перегрева в реальных
условиях эксплуатации.
С 2004 г. компания SEMIKRON использует систему обозначений модулей IGBT [2], в соответствии с которой в таблице «Absolute Maximum Ratings» приводятся данные о максимальном значении постоянного тока коллектора при двух значениях температуры корпуса: 25 и 80°С. Эта мера призвана в какой-то степени смягчить разночтения и облегчить процесс сопоставления модуля с изделиями других производителей.
В технической документации, выпускаемой компанией, следует различать номинальный ток модуля (module nominal current) и кристалла (chip rated current). О том, как пользоваться значениями этих токов для сравнения, будет рассказано далее.
Согласно принятым на SEMIKRON стандартам, для модулей IGBT с напряжением 1200 и 1700 В номинальным током модуля IGBT считается максимально допустимый постоянный ток коллектора при температуре корпуса Tc = 25°С. Значение IC, приведенное в таблице для двух значений температуры, вычисляется математически по следующей формуле:


где VCE(0) — пороговое напряжение
«коллектор–эмиттер». Эта величина определяется по прямой характеристике кристалла, и ее не следует путать с напряжением насыщения V_CEsat;
r_CE — динамическое сопротивление открытого транзистора, также определяется по прямой характеристике;
Tjm — максимальная температура кристалла;
Тс — температура корпуса;
Rthjc — тепловое сопротивление «кристалл–корпус».
Величина максимально допустимого тока модуля зависит от его температуры, теплового сопротивления и характеристик кристаллов.
Значение IC дается в основной таблице «Абсолютные максимальные значения» (Absolute Maximum Ratings) технических характеристик (см. рис. 3a). В справочных данных также приводится график зависимости IC от температуры корпуса модуля TC (см.рис. 3б).


У взятого для примера модуля SKM 400GB126D, изготовленного по технологии Trench, значение максимального постоянного тока коллектора меньше, чем у аналогичного модуля 128 серии с чипами SPT IGBT из-за меньшего размера кристаллов (и, соответственно, большего теплового сопротивления Rthjc). Для SKM 400GB128D в таблице абсолютных значений указано, что ток IC при температуре 25 (80)°С составляет, соответственно,
520 (380) А. Напомним, что технология Trench обеспечивает сверхнизкие потери проводимости, а SPT — оптимальный баланс между потерями проводимости и переключения [6]. Обратите внимание на то, что нормированная и указанная в названии цифра (400) для двух типов силовых ключей одинакова. В обоих случаях она не имеет жесткой связи с каким-либо из справочных значений тока.


В отличие от параметров, приведенных на рисунке 3 и соответствующих предельным «статическим» режимам, динамические характеристики IGBT определяются при номинальном токе кристалла ICnom, как показано на рисунке 4. Значения, включенные в таблицу характеристик модуля, являются более «приближенными к жизни», т.к. отражают реальные условия эксплуатации, соответствующие режиму переключения.
Значение параметра ICnom, определяющего номинальный ток кристалла, задается производителем чипов, и оно никак не связано со способом корпусирования и типом корпуса. Основные статические и динамические характеристики IGBT модулей в документации SEMIKRON и ряда других производителей нормируются именно при номинальном токе кристалла. В реальных условиях эксплуатации
эти величины являются исходными данными для тепловых расчетов, вместе с тепловыми сопротивлениями они определяют максимально достижимый ток модуля. В соответствии с принятой системой обозначений значение ICnom указывается для всех модулей SEMIKRON, характеристики которых доступны в каталогах и на сайте фирмы www.semikron.com. Для будущих поколений модулей IGBT именно эту величину планируется использовать в обозначениях элементов. Это необходимо для того, чтобы максимально упростить сопоставление параметров модулей европейских производителей.
Параметр ICRM (повторяющийся пиковый ток коллектора) у большинства производителей установлен равным двойному значению номинального тока коллектора ICRM = 2ICnom. Значение ICRM определяется производителем чипов при заданной длительности импульсов (как правило, 1 мс) и максимальной температуре кристалла Tjm. Естественно, что модуль может выдерживать и большие токи при меньших длительностях.
В любом случае главным ограничением является пиковая температура кристалла, определяемая при помощи динамического теплового импеданса.
Все описанные принципы нормирования характеристик справедливы и для антипараллельных диодов SEMIKRON в отношении параметров IF, IFnom и IFRM. Ряд производителей (например, EUPEC/Infineon и FUJI) используют номинальное значение тока кристалла как нормированную величину для обозначения своих модулей.
Абсолютные максимальные характеристики модуля FF 300R12KE3, в обозначении которого указан ток ICnom, показаны на рисунке 5.


Предельный постоянный ток коллектора модуля (DC-collector current) в данном случае определяется номинальным током кристалла, не зависящим от теплового сопротивления.
Приведенные примеры наглядно поясняют, почему модули SEMIKRON и EUPEC имеют разные нормированные значения тока и разные справоные значения предельного постоянного тока коллектора даже в случае использования одинаковых чипов (обе фирмы применяют при производстве модулей кристаллы IGBT, производимые Infineon и ABB). Очевидно, что умение сравнивать номинальные и предельные токи силовых модулей и разбираться в методиках определения тепловых сопротивлений необходимо при сравнении технических характеристик или поиске замены. Однако не менее важно и уметь сопоставлять параметры, непосредственно влияющие на потери мощности: напряжение насыщения и энергию потерь. С первой составляющей все достаточно ясно:
значение напряжения насыщения должно определяться по графику VCEsat = f (IC). Вторую характеристику (энергия потерь переключения Eon/Eoff) разработчики берут из соответствующих таблиц и корректируют с учетом кривых Eon/off = f(IC), Eon/off = f(Rg), но зачастую также не учитывают условий измерения данного параметра.



Обратите внимание на фрагменты таблиц динамических параметров модулей FZ 600R17KE3 (EUPEC) и SKM 800GA176D (SEMIKRON), приведенных на рисунке 6. Мы использовали для примера данные элементы, так как в них установлены одинаковые кристаллы IGBT. При этом совершенно непонятно, как значение энергии потерь может столь сильно различаться: Eon/off = 200/190 для модуля EUPEC и 335/245 —
для модуля SEMIKRON. Причина оказывается простой и очевидной:
SEMIKRON нормирует динамические характеристики при предельном напряжении «коллектор–эмиттер» VCC = 1200 В, а EUPEC использует при измерениях максимальное напряжение шины постоянного тока VCE = 900 B. Для расчета потерь переключения рекомендуется следующее выражение, учитывающие отклонение значений рабочего тока Iout и напряжения шины питания Vin от нормированных величин (Iref, Vref):


Величина показателя степени kv составляет 1,4; соответственно, интересующий нас коэффициент пересчета в данном случае равен (1200/900)^1,4 ~ 1,5. Произведя простейший расчет, вы можете убедиться, что значение энергии потерь у рассматриваемых модулей практически совпадает.
Метод обозначений, используемый компанией Mitsubishi, несколько отличается от описанных выше. Как и в предыдущем случае в названии модулей компании указывается величина номинального тока кристалла (см. рис. 7) при температуре корпуса TC = 80°С. В свою очередь значение TC для номинального тока вычисляется на основе теплового сопротивления Rth(j–c) «кристалл–корпус».
Однако температура корпуса измеряется в данном случае по методике, принципиально отличающейся от той,которая принята у европейских производителей. Именно об этом говорится в примечании: «TC, Tf measured point is just under the chips» — температура корпуса и радиатора измеряется в отверстии радиатора под кристаллом.
Различные методы измерения температуры обусловливают и разницу в значениях тепловых сопротивлений.
Вопросы, касающиеся положения контрольных точек измерения температуры и способов нормирования тепловых сопротивлений модулей, мы достаточно подробно обсудили в предыдущей статье.

Рис. 8. Нормирование «абсолютного максимального u231 значения» тока коллектора и
напряжения насыщения для модуля GA200TD120U (International Rectifier)

Среди американских компаний также нет единого мнения относительно принципа формирования системы обозначений. Один из самых распространенных до недавнего времени способов нормирования параметров использует фирма International Rectifier. В названии модулей IGBT IR приводится значение постоянного тока коллектора, вызывающего нагрев кристалла до 125°С при температуре корпуса 25°С (см. рис. 8). При
нормирования динамических характеристик IR указывает не номинальный ток кристалла, а тот же постоянный ток IC, определенный при 25°С, что еще больше затрудняет сравнительный анализ.


На рисунке 9 показаны аналогичные фрагменты таблиц абсолютных максимальных значений и динамических параметров для модуля MII 200-12A4 другой известной компании IXYS. Обратите внимание на то, что этом случае система обозначений близка к концепции, используемой SEMIKRON: приводятся значения максимального постоянного тока для
температуры корпуса 25 и 80°С (IC25, IC80), импульсного тока при tp = 1 мс, а напряжение насыщения определяется при номинальном токе IC = 150 А. При этом цифра, указанная в названии модуля (200), не имеет жесткой связи с каким-либо из справочных значений. Поскольку американские компании не предлагают специализированных
вычислительных средств (программа IR HEXRISE не позволяет определять перегрев кристаллов в реальных условиях эксплуатации), для сравнения компонентов этих фирм необходимо производить тепловой расчет с помощью соответствующих методик [7, 8]. К сожалению, корректность такого анализа вызывает сомнения, поскольку метод измерения тепловых сопротивлений в документации IR и IXYS не указывается.
Обсуждая способы нормирования предельных характеристик силовых ключей, нельзя не отметить проблемы, касающейся сравнения параметров диодных модулей, особенно быстрых, используемых в качестве оппозитных диодов IGBT. Практика показывает, что и здесь путаницы ничуть не меньше.


На рисунке 10 приведены фрагменты таблиц технических характеристик быстрых диодов SKKE 330F17 (SEMIKRON) и BYM 600A170DN2 (EUPEC), имеющих рабочее напряжение 1700 В. Обратите внимание на то, что для модуля SEMIKRON приведено среднеквадратичное значение прямого тока IFRMS = 450 A без ссылки на температуру и значение среднего выпрямленного тока IFAV = 330 A при TC = 70°C. Для изделия EUPEC дается величина постоянного тока при двух значениях температуры корпуса IFDC = 600/400 A (25/80°C). Как же можно сопоставить предельные возможности данных элементов? Забегая вперед, скажем, что в обоих модулях, имеющих одинаковый корпус, использовано параллельное соединение 8 кристаллов, причем в SKKE 330F17 установлены более мощные чипы. В результате максимальный ток диода SEMIKRON должен быть несколько больше, особенно если учесть, что тепловое сопротивление Rthjc модуля SEMIKRON меньше (0,079 против 0,09). Об этом свидетельствуют и показатели тока перегрузки I2t (135000 против 96800 A2s).

По убеждению автора, сравнение, как и в предыдущих случаях, должно производиться на основе сопоставления характеристик, непосредственно влияющих на мощность потерь. Для диодов это в первую
очередь прямое падение напряжения VFmax и заряд обратного восстановления Qrr. Используя такую методику, мы получаем однозначный ответ. Сравнительные характеристики приведены в таблице 3. При близких динамических параметрах потери проводимости модуля SKKE 330F17 ниже примерно на 10%.
Для точного вычисления максимального значения тока диода IF(AV) можно воспользоваться приведенным выше выражением, модифицированным по отношению к характеристикам диодов:
В данном примере при VTO =
= 1,5 В; rT = 1,9 мОм, Rthjc(DC) =
= 0,079 °С/Вт, Tvjmax = 150°C, допустимая величина прямого тока SKKE330F17 при температуре 25°С и
80°С:
– IF25 = 600 A;
– IF80 = 400 A.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Как уже неоднократно отмечалось ранее, понимание физического смыслапараметров силовых модулей является обязательным для специалистов, работающих в сфере силовой электроники. Для того чтобы особенности «фирменных» методик не порождали ошибок при расчетах, уважающий себя разработчик должен не только пользоваться характеристиками, приводимыми в технической литературе, но и уметь корректировать их с учетом условий измерения и «адаптировать » к реальным режимам работы. Сравнение элементов, выпускаемых различными фирмами, только на основании цифр, указанных в обозначении модулей, является совершенно недопустимым. При этом трудно ожидать, что когда-нибудь мировые производители, работающие в разных странах и на разных рынках, приведут свою документацию к единому стандарту. Необходимо учитывать принципы формирования системы
обозначений, методику измерения параметров, и не тратить время на бесполезные споры о том, документация какой фирмы является более удобной или правильной. Для предварительного сопоставления модулей можно использовать значение номинального тока кристалла ICnom, при котором нормируются динамические характеристики модуля. Окончательное решение о выборе или замене силового ключа может быть принято только
на основании теплового расчета. Процесс выбора, сравнения и поиска замены достаточно подробно описан в [7]. Наиболее корректными инструментами для выбора элементов, расчета рабочих режимов и сравнения результатов на наш взгляд являются программы автоматического теплового расчета.
Программы IPOSIM и MelcoSIM есть на сайтах www.eupec.com и www.mitsubishichips.com, соответственно.
Новую локальную версию программы SemiSel V3.0, доступной в интерактивном режиме на сайте www.semikron.com, можно получить у официальных дистрибьютора SEMIKRON
или в центрах технической поддержки SEMIKRON в С-Петербурге и Новосибирске.
//На настоящее время появилась новая версия программы SEMISEL 3.1, о которой можно прочитать в архиве//
ЛИТЕРАТУРА
1. Колпаков А.И. Контрольная точка или как читать datasheet «между строк» //«Электронные компоненты» №6, 2005 г.
2. Freyberg Martin, Scheuermann Uwe. Мeasuring Thermal Resistance of Power Modules. SEMIKRON International. PCIM Europe, May 2003.
3. Grasshoff T. Explanation of different currents in the SEMIKRON IGBT datasheets. SEMIKRON International.
4. Колпаков А.И. Программа теплового расчета SEMISEL//«Компоненты и технологии» №9, 2002г.
5. Колпаков А.И. Принципы работыи особенности программы теплового расчета SEMISEL//«Электронные компоненты» №6, 2004г.
6. Колпаков А.И. SEMITRANS —один в пяти лицах//«Компоненты и технологии» №8, 2003г.
7. Колпаков А.И. MELCOSIM?IPOSIM? SEMISEL! О выборе и замене модулей IGBT//«Силовая электроника» №1, 2005 г.
8. Колпаков А.И. Особенности теплового расчета импульсных силовых каскадов//«Компоненты и технологии» №1, 2002 г.

Technorati Tag модуль IGBT, тепловое сопротивление, перегрев, максимальный ток, SKM, SKKE, BSM, MII, SKM800GA176D, FZ600R17KE3, SKKE330F17, BYM600A170DN2, SEMISEL, IPOSIM

Появилась статья: Подключение сигнальных цепей в мощных преобразовательных устройствах

Подключение сигнальных цепей в мощных преобразовательных устройствах
А. Колпаков
Новости Электроники 15, 2008
Keywords IGBT Driver SKYPER управление затвор драйвер

В статье даются рекомендации по трассировке цепей управления, соединяющих контроллер, драйвер и выводы IGBT. Следование этим несложным правилам поможет разработчикам решить ряд основных вопросов, возникающих при проектировании силовых преобразователей.
Данная статья заканчивает цикл материалов [1], посвященных проблемам управления изолированным затвором MOSFET/IGBT. В предыдущих публикациях мы рассматривали методики расчета режимов работы драйвера и выбора элементов затворной цепи.

Статья опубликована на известном сайте "Радиолоцман":

Переходите и читайте......

IGBT technologies : текущее состояние и перспективы

Как и обещал ранее, размещаем обзор (2007г.)

Технологии IGBT: текущее состояние и перспективы
Андрей Колпаков, инженер ООО «СЕМИКРОН»
e-mail: Аndrey.Kolpaкov@semiкron.com

Annotation – short overview of the current and future IGBT technology, analysis of the static and dynamic behaviour for different types of IGBT

Keywords – IGBT modules, IGBT technology, static behaviour, dynamic behaviour, SPT, NPT, TRENCH 4, Hyperfast
ВВЕДЕНИЕ
В технической литературе часто можно встретить заключения авторитетных специалистов о том, что технология IGBT себя изжила, все параметры доведены до физических пределов, значительных улучшений не предвидится. Однако практика последних лет показывает, что как только таких мнений становится достаточно много, обязательно появляется очередная идея, приводящая к новому качественному скачку в технологии этих чрезвычайно популярных силовых ключей. Данный процесс идет по спирали, и мы видим, что даже эволюционные изменения, подчас связанные с небольшой доработкой структуры или появлением нового слоя, приводят к существенному улучшению характеристик. В предлагаемой статье дается краткий обзор существующих поколений IGBT и приводится информация о новых технологиях, которые придут к нам в ближайшем будущем.
//Изменения, происшедшие в 2008-м году будут добавляться по ходу дела. Прим.ред//
//Исправления корявостей в тексте (таблицы) тожею прим.ред//
ОБЩИЕ ПОЛОЖЕНИЯ

Рис. 1. Триада компромиссных требований

Постоянные улучшения, вносимые в процесс изготовления кристаллов, писк новых технологических решений и совершенствование существующих процессов, приводят к непрерывным эволюционным изменениям характеристик силовых ключей. Революционные инновации связаны в первую очередь с технологиями тонких пленок, применение которых позволяет не только повысить экономическую эффективность производственных процессов, но и создавать IGBT с принципиально новыми свойствами. В первую очередь здесь имеются в виду ключи с симметричной пробойной характеристикой (RB IGBT – Reverse Blocking IGBT) и ключи с функцией обратной проводимости (RC IGBT – Reverse Conducting IGBT), об их основных особенностях мы поговорим во второй части статьи. Разработкой кристаллов подобного типа занимаются ведущие мировые поставщики чипов: Infineon, ABB, Mitsubishi.
Характеристики «идеального» транзистора, к которым стремятся производители кристаллов, подразумевают удовлетворение трем основным требованиям, показанным в виде «триады компромиссов» на рисунке 1. Для того чтобы электронный релейный элемент мог считаться «почти идеальным» он, в первую очередь, должен иметь близкие к нулевым потери проводимости, которые определяются сопротивлением открытого канала Rdson для MOSFET или напряжением насыщения V_CEsat для IGBT. В то же время, транзистор должен выдерживать высокое обратное напряжение VCE в выключенном состоянии и иметь минимальные потери выключения Eoff.
Соотношение характеристик V_CEsat, VCE и Eoff и оп-ределяет в основном уровень IGBT, как биполярного силового ключа. Для униполярной MOSFET структуры в качестве основного критерия используется соотношение Rdson и обратного напряжения V_DSS. Естественным третьим параметром, от которого зависит надежность и безопасность работы транзистора во всех режимах, является область безопасной работы ОБР (или SOA – Safe Operating Area). Эта характеристика должна обеспечиваться в 3 основных режимах, соответственно она имеет 3 составляющих: ОБР в состоянии проводимости (FBSOA – Forward Biased SOA), в выключенном состоянии (RBSOA – Reverse Biased SOA) и при коротком замыкании (SCSOA – Short Circuit SOA).

НЕСКОЛЬКО СЛОВ О «СТАНДАРТНЫХ» IGBT
Однозначно определить термин «стандартная технология» в применении к современной силовой электронике достаточно сложно. Развитие технологий полупроводников происходит столь быстро, что мы подчас не успеваем заметить, когда новое становится стандартным, а стандартное – устаревшим. Однако возьмем на себя смелость назвать стандартной технологию производства IGBT с применением эпитаксиальных пленок, тем более что это недалеко от истины. Напомним, что эпитаксиальная технология, до сих пор применяемая при производстве IGBT и называемая также PT (Punch Through), имеет следующие недостатки:
• ограниченная область безопасной работы: полный ток допускается при напряжении VCE, не превышающем 80% от номинального значения для снижения вероятности защелкивания;
• возможность «защелкивания» при предельных рабочих токах, связанная с наличием паразитной триггерной структуры (во всех современных IGBT паразитная структура практически подавлена);
• протяженный и зависящий от температуры «хвост» тока (tail current), результатом чего являются высокая энергия потерь при выключении Eoff. «Хвостом» называется остаточный ток коллектора биполярной части IGBT, возникающий из-за рассасывания носителей в области базы после запирания транзистора;
• отрицательный температурный коэффициент напряжения насыщения, приводящий к статическому разбалансу токов при параллельном соединении.

Относительно новым «стандартом», широко применяемым многими производителями (особенно для быстрых IGBT), является технология NPT (Non Punch Through). При изготовлении чипов NPT (см. рис. 2а) используется однородный диффузионный n- слой под-ложки толщиной около 200 мкм. На нем располагается планарный затвор, а биполярный PNP транзистор формируется с помощью добавления слоя p+ в основании базы. Описанная гомогенная структура лишена недостатков PT IGBT, в частности она имеет высокую стойкость к короткому замыканию, положительный температурный коэффициент напряжения насыщения и прямоугольную область безопасной работы RBSOA. Возможность защелкивания в NPT IGBT исключена для всех значений рабочих токов вплоть до тока ко-роткого замыкания. Однако для обеспечения высокой стойкости к пробою такая структура должна иметь широкую область подложки, следствием чего является сравнительно большое значение напряжения насыщения.
На базе NPT разработано несколько новых типов кристаллов, применяемых при производстве современных модулей. Прежде всего, это SPT и Trench, предлагаемые основными поставщиками чипов IGBT для рынка силовой электроники: ABB и Infineon. Такие кристаллы используют ведущие европейские производители компонентов для силовой электроники – SEMIKRON и EUPEC.
Основными параметрами, по соотношению которых определяются частотные свойства кристалла IGBT, его «специализация», являются напряжение насыщения, заряд затвора и энергия переключения. Каждый из упомянутых выше типов IGBT имеет свои преимущества с точки зрения области применения. На рисунке 2 показано строение кристаллов IGBT, производимых по технологиям NPT, SPT, Trench, а их типовые характеристики приведены в таблице 1.

Рис. 2. Особенности строения кристаллов NPT, SPT, Trench-FS IGBT

Чипы SPT содержат дополнительный буферный n+ слой, расположенный между подложкой и p+ областью коллектора. Буферный слой повышает стойкость транзистора к пробою, опасность которого возрастает из-за уменьшения толщины подложки. Благодаря меньшей толщине чипа у SPT транзисторов снижены потери проводимости.
Модули SPT имеют оптимизированные характеристики выключения: линейное нарастание напряжения при выключении, более плавный переходный процесс, меньший уровень перенапряжения, сокращенный «хвост» тока. Энергия переключения SPT-IGBT, как правило, ниже, чем у модулей, выполненных по NPT технологии. Площадь кристалла и тепловые характе-ристики обоих типов IGBT соизмеримы.
При изготовлении Trench-FS (Field Stop) транзисторов также используется буферный n+ слой в основании подложки, как показано на рисунке 2с. Однако у этого типа кристаллов затвор выполнен в виде глубокой канавки (trench) в теле подложки. Такая структура затвора в сочетании с модифицированной конструкцией эмиттера позволяет оптимизировать распределение носителей в области подложки. В результате напряжение насыщения транзисторов Trench-FS оказывается на 30% ниже, чем у NPT, а площадь кристалла – меньше почти на 70%. Соответственно, технология Trench-FS позволяет получить большую плотность тока. «Платой» за все описанные улучшения является повышенное тепловое сопротивление и заряд затвора. Стоимость изготовления кристаллов Trench несколько выше, чем SPT, однако для их производства требуется меньше кремния, что нивелирует разницу в цене

Таблица 1. Основные характеристики типов IGBT (на примере модулей SEMIKRON)

Параметр, условия измерения		UltraFast (125)	Trench (126)	SPT (128)
VCEsat, В	Tj=25 C	3,3	1,7	2,0
	Tj=125 C	4,1	2,0	2,3
Темп.коэфф VCEsat	Tjmin - Tjmax	положительн	положительн	положительн
Etot, мДж	Tj=125 C, Ic = 100 A	15	25	21
Qg, нКл	Ic = 100 A	1000	700	1000
	Sck = 100 mm2	620	700	620

V_CEsat – напряжение насыщения;
Etot – общая энергия переключения;
Qg – заряд затвора;
Tj – температура кристалла;
IC – ток коллектора;
Sch – площадь кристалла.

Технологии изготовления SPT и Trench являются на сегодняшний день наиболее отработанными, их преимущества перед стандартными IGBT очевидны. Применение Trench-FS позволяет получить сверхнизкие потери проводимости, а SPT обеспечивают хороший компромисс характеристик проводимости и переключения. Оба типа модулей IGBT характеризуются высокой стойкостью к короткому замыканию (КЗ) и обладают эффектом самоограничения тока коллектора на уровне, не превышающем 6-кратного номинального значения. В результате этого существенно снижается уровень перенапряжений при мгновенном срабатывании защиты от КЗ.

Рис. 3. Зависимость максимального тока (среднеквадратичное значение) от частоты для различного типа кристаллов IGBT

На рисунке 3 приведена зависимость максимально допустимого тока 3-фазного инвертора от частоты ШИМ для разного типа кристаллов IGBT. Условия эксплуатации и тепловые режимы, при которых были сделаны расчеты тока, также показаны на рисунке. Вычисления и построение графиков производились с помощью программы теплового расчета SEMISEL, разработанной специалистами SEMIKRON и доступной на сайте http://semisel.semikron.com/

HYPERFAST IGBT
До сих пор самыми «быстрыми» IGBT считались транзисторы серии WARP II, разработанные компанией International Rectifier и способные по своим динамическим свойствам заменить в некоторых применениях MOSFET. Однако такие компоненты выпускаются только в дискретных корпусах и предназначены для диапазона малых токов. Высокочастотные модули IGBT до настоящего времени изготавливались по технологии UltraFast NPT.

Рис. 4. А – зависимость мощности потерь от частоты для различных классов быстрых IGBT, В – соотношение прямого падения напряжения и заряда обратного восстановления для диодов Turbo 2

В конце 2005 года компанией SEMIKRON было объявлено о начале производства сверхбыстрых модулей IGBT семейства HyperFast, предназначенных для работы на частотах свыше 30 кГц. Модули серии 067 с рабочим напряжением 600 В в конструктиве SEMITOP, , рассчитанные на применение в диапазоне мощности до 20 кВт, уже появились в производственной программе компании. Они выпускаются в различ-ных конфигурациях, включая полумосты, чопперы и однофазные мосты, номинальный ток в зависимости от типа корпуса находится в диапазоне от 45 до 83 А.
Как показывают графики зависимости мощности потерь от частоты переключения, приведенные на рисунке 4а, преимущества модулей HyperFast наиболее ярко проявляется на частотах выше 30…40 кГц. На меньших частотах их применение нецелесообразно из-за достаточно высоких потерь проводимости. Прямое падение напряжения V_CEsat для ключей 067 серии составляет примерно 2,7 В при номинальном токе, зато энергия переключения у них снижена почти на 30% по отношению к компонентам класса UltraFast NPT.
Чтобы добиться максимальной эффективности применения модулей HyperFast на высоких частотах, компанией SEMIKRON было разработано новое поколение сверхбыстрых антипараллельных диодов, названных Turbo 2. На рисунке 4b приведена характери-стика, определяющая соотношение прямого напряжения VF и заряда обратного восстановления Qrr для компонентов данного класса. По сравнению с диодами серии CAL предыдущего поколения величина Qrr снижена в 3 раза, значение пикового тока обратного восстановления IRRM – почти в 2 раза при одновременном уменьшении VF на 25…30% (при температуре кристалла 125С)!

IGBT SPT+
Новость о появлении нового поколения модулей SEMIKRON SEMiX с кристаллами SPT+ [4] стала, пожалуй, самой интересной на выставке PCIM-2006, проходившей в Нюрнберге с 28 мая по 1 июня. Если заявленные характеристики данного класса IGBT окажутся реализованными, то у разработчиков впервые появятся по настоящему универсальные модули, способные одинаково хорошо работать во всем диапазоне приводных частот.
Усовершенствованная технология производства кристаллов IGBT, названная SPT+, была разработана компанией АВВ в 2005 году, а в начале 2006 года кристаллы стали доступны для коммерческого применения. Доработка базовой технологии SPT заключается в оптимизации элементов структуры, отвечающих за распределение носителей заряда в области n- подложки. Данное усовершенствование позволило улучшить электрические характеристики ключей и одновременно уменьшить размер чипов. Кристаллы SPT+ обеспечивают более плавный характер переключения и имеют большую стойкость к dI/dt в режиме выключения при меньшем напряжении насыщения.
Снижение dI/dt в номинальных режимах, достигнутое благодаря модификации структуры чипа, позволяет уменьшить уровень перенапряжений на DC-шине и улучшить электромагнитную совместимость, что особенно важно для высокочастотных применений. Сравнительные характеристики базового и нового модулей, в каждом из которых использовано параллельное соединение 3 кристаллов с номинальным то-ком 100 А, приведены в таблице 2.

Таблица 2. Сравнительные характеристики SPT и SPT+ IGBT
Параметры SPT (128) SPT+ (S2)
Напряжение насыщения
VCEsat @ 25/125C, B 1,9/2,1 1,6/1,8
Энергия потерь Eon + Eoff,
мДж @ 100 A 17,5 17,8
Макс. допустимая ско-рость
изменения dI/dtmax, А/мкс 5250 5600
Размер кристалла @ 100 А, мм2 158 134
Тепловое сопротивление Rthjc
@ 100 А, C/Вт 0,17 0,19
Плотность тока, А/см2 85 96

На рисунке 5 показаны эпюры, демонстрирующие разницу в динамических свойствах базового и нового кристаллов. Как видно из графиков, использование модулей SPT+ позволяет при тех же значениях резистора затвора RG получить меньшее значение скорости выключения dI/dt и пикового тока восстановления ICmax, результатом чего является меньшее перенапряжение на шине звена постоянного тока и более высокая надежность работы в динамических режимах.


Рис. 5. Динамические свойства SPT и SPT+ при различных значениях резистора затвора Rg

Предельная рабочая температура кристаллов SPT+ составляет 175С, что означает увеличение запаса по предельному току на 20…25%. Кроме пониженного уровня статических и динамических потерь, новая технология имеет еще одно уникальное свойство: кристаллы SPT+ обладают способность к т.н. самоограничению (self-clamping) напряжения на коллекторе, как показано на рисунке 6. Т.о. SPT+ являются первыми низковольтными IGBT, способными поглощать ограниченную энергию лавинного пробоя (Avalanche Energy). До сих пор эта характеристика была присуща только технологиям MOSFET, о свойстве самоограничения также было заявлено для новых высоковольтных модулей ABB с рабочим напряжением 2,5…4,5 кВ.
Для повышения экономической и технической эффективности преобразовательной техники современные разработчики стараются использовать силовые ключи в пиковых режимах, оставляя все меньше «запаса» по предельным характеристикам, будь то температура кристалла или напряжение питания. Именно поэтому повышение плавности процесса переключения и снижение уровня перенапряжений так важно для силовых модулей. В этой связи возможность самоограничения обеспечивает еще большую надежность работы в динамических режимах.

Рис. 6. Самоограничение напряжения на коллекторе SPT+

Специалистами компании SEMIKRON были проведены специальные исследования с целью определения стойкости к пробою различных технологий IGBT. В левой части рисунка 6 показана зона допустимых значений энергии лавинного пробоя и уровень напряжения ограничения для кристаллов Trench и SPT с рабочим напряжением 1200 В. Как видно из рисунка, уровень Eav для нового поколения кристаллов повы-шен почти на порядок по сравнению с технологией Trench 3.
На рисунке 6b приведены эпюры, полученные при отключении модуля SPT+ с номинальным током 600 А, работающего на индуктивную нагрузку без оппозитного диода. Измерения были проведены при следующих условиях: ток отключения – 600 А, напряжение на шине питания – 600 В, индуктивность нагрузки – 10,2 мкГн. Как показывает график VCE (синяя эпюра), напряжение на коллекторе достигает значения примерно 1450 В и далее ограничивается на время спада тока коллектора. Описанное свойство новых кристаллов является очень полезным, обеспечивающим больший запас по надежности. Однако не следует забывать, что уровень ограничения находится за границами предельных режимов работы, превышение которых должно быть исключено на этапе проектирования.
Инженерные образцы модулей SEMiX серии 12S2 с кристаллами SPT+ и техническая документация стала доступна летом 2006 года. Пробная серия должна быть выпущена в октябре, тогда же закончатся квали-фикационные испытания. До конца 2006 года должны появиться и модули серии 17S2 с рабочим напряжением 1700 В. Компания SEMIKRON планирует выпускать силовые ключи серии 12S2 в корпусе SEMiX 13 (3-х фазный мост) с током 70…450 А, рабочий ток полумостовых модулей в корпусах SEMiX 2…4 будет находиться в диапазоне 150 до 600 А. Полумосты с напряжением 1700 В серии 17S2 предполагается производить на ток от 150 до 600 А.

К концу 2006 года также планируется выпуск новых антипараллельных диодов CAL4, которые будут использоваться совместно с SPT+ IGBT. Они рассчитаны на эксплуатацию при температуре до 175С, а предельный ток CAL4 должен быть на 40% выше, чем у используемых в настоящее время серий аналогичных элементов. Сравнительные характеристики антипараллельных диодов SEMIKRON, определяющие соотношение заряда обратного восстановления Qrr и прямого падения напряжения VF, приведены на ри-сунке 7.

IGBT TRENCH 4
Модули IGBT в стандартных конструктивах еще долго будут востребованы рынком, поэтому над их модернизацией работают практически все фирмы - изготовители. В производственной программе SEMIKRON семейство стандартных IGBT модулей носит название SEMITRANS, а сами корпуса называются SEMITRANS 1…4 для одиночных и полумостовых конфигураций и SEMITRANS 6, 7 для 3-х фазных мостов.
Технология Trench IGBT 3 поколения, используемая при производстве модулей SEMIKRON 126 и 176 серий, обеспечивает сверхнизкие статические потери. До недавнего времени характеристики проводимости этих ключей считались одними из лучших в своем классе, а сами модули были предназначены для использования в низкочастотных применениях.
Усовершенствованная технология Trench 4 поколения, разработанная Infineon, позволяет расширить область рабочих частот, улучшить электрические параметры силовых ключей и одновременно уменьшить размер чипов. Доработка прежней Trench технологии заключается в оптимизации вертикальной структуры чипа, позволившей существенно снизить потери переключения. С появлением модулей серии Т4 название Trench IGBT перестало быть синонимом низкочастотных ключей. Теперь наравне с SPT+ эти элементы претендуют на звание универсальных, широкополосных.
Сравнительные характеристики Trench IGBT 3 и 4 поколения, а также модулей 128 серии, производимых по технологии SPT с планарным затвором, приведены в таблице 3. Некоторое увеличение теплового сопротивления Т4 (как и SPT+) и напряжения насыщения является неизбежной платой за снижение размера кристалла.

Таблица 3. Сравнительные характеристики Trench 3 и Trench 4
Параметры Trench 3 (126) Trench 4 (Т4)
Напряжение насыщения
VCEsat @ 25/125C, B 1,7/2,0 1,85/2,2
Энергия потерь Eon + Eoff
@ 100 А, мДж 25,6 17,8
Заряд затвора Qg
@ 100 А, нКл 800 700
Относительный размер кристалла
при номинальном токе, % 85 70
Тепловое сопротивление
Rthjc @ 100 А, С/Вт 0,24 0,27

Ниже перечислены основные преимущества Trench 4 по сравнению с IGBT предыдущих поколений:
• меньше размер кристаллов;
• плотность тока повышена до 125A/см²;
• энергия выключения снижена на 30%;
• меньше удельный заряд затвора;
• предельная температура кристалла повышена 175ºC, увеличение запаса по предельному току на 20…25%;
• более плавный характер переключения (скорость выключения dI/dt снижена примерно на 22%).
Как и SPT+ модули новой серии Trench имеют более плавный характер переключения и меньшие динамические потери.
Компоненты серии T4 с кристаллами Trench 4 IGBT будут производиться в полумостовой конфигурации GB на ток от 50 до 400 А, а в виде одиночных ключей GA – на ток 400 и 600 А. Инженерные образцы модулей SEMITRANS серии 12T4 с кристаллами Trench 4 должны быть доступны в конце 2006 года.//Уже доступны. прим.ред //

ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Для технологов и производителей чипов термин IGBT означает единичную структурную ячейку шириной несколько микрон на кремниевом чипе. Для, пользователей, разработчиков изделий силовой электроники, транзистор или модуль IGBT – это, прежде всего, силовой ключ в изолированном или неизолированном корпусе, обладающий набором определенных параметров. Кроме электрических характеристик нас интересует ОБР ключа, его надежность, устойчивость к внешним воздействиям, а также функциональная полнота, если речь идет об интеллектуальных силовых модулях.
Вопросы технологии производства чипов, как правило, затрагивают только самых пытливых пользователей, однако они все сильнее вторгаются в нашу жизнь. Например, повсеместное принятие экологических директив, в частности отказ от применения свин-ца требуют кардинального изменения многих технологических процессов. Особенно это касается тонкопленочных технологий, где требуется разработка новых материалов металлизации. Именно растущие экологические требования привели к появлению т.н. «граничных» технологий IGBT, в частности субмикронной планарной (submicron-rule planar gate IGBT), которая возможно станет одной из базовых технологий будущего.
Как уже было сказано в начале статьи, развитие технологий IGBT идет по спирали. Вот основные эта-пы, пройденные на пути совершенствования этих уникальных силовых ключей:
• 1978: запатентована структура IGBT;
• 1986: разработана двухслойная эпитаксиальная технология PT-IGBT (планарный затвор DMOS);
• 1988: разработана тонкопленочная технология NPT-IGBT (n- подложка, планарный затвор);
• 1996: разработана технология PT-IGBT (затвор Trench);
• 1999: разработана технология Trench FS-IGBT;
• конец 90-х: разработана технология RB-IGBT;
• 2000: разработана технология SPT-IGBT (пла-нарный затвор);
• 2001: разработана технология PT-CSTBT (за-твор Trench);
• 2004: разработана технология LPT-IGBT (LPT-CSTBT) и RC-IGBT;
• 2005/2006: разработаны технологии SPT+ IGBT (планарный затвор) и Trench 4 IGBT (затвор Trench);
Информация, представленная в статье, еще раз подтверждает наш тезис о том, что путь совершенствования Биполярных Транзисторов с Изолированным Затвором не пройден до конца, а сам IGBT неисчерпаем как атом. До предела, означающего нулевые потери проводимости и переключения, еще далеко, и мы надеемся, что ближайшие годы принесут нам еще много интересных открытий в области технологий силовых полупроводников.

[1] Ralph Annacker, Markus Hermwille. “1200V Modules with Optimised IGBT and Diode Chips.” Semikron Elektronik GmbH, 2001.
[2] J. Li, R. Hetzer, R Annacker, B. Koenig. Modern IGBT/FWD chip sets for 1200V applications. Semikron Elektronik GmbH, 2002.
[3] Колпаков А.И. “SEMITRANS – один в пяти лицах”. Компоненты и Технологии №8, 2003.
[4] D. Seng, A. Wahi. New 1200V SPT+ IGBT Chips in SEMiX Power Modules Platform. SEMIKRON International, 2005.
Technorati tag IGBT modules, IGBT technology, SPT, NPT, TRENCH 4, Hyperfast, технология

Управление Изолированным Затвором IGBT Часть 2

Часть 1 этой статьи размещена здесь...
Управление Изолированным Затвором IGBT Часть 2
Маркус Хермвиль (Markus Hermwille), SEMIKRON INTERNATIONAL GmbH
Андрей Колпаков, ооо «СЕМИКРОН»

В первой части статьи обсуждались общие вопросы, связанные с осо-
бенностями управления силовыми ключами с изолированным затвором.
Предлагаемое вниманию читателей продолжение посвящено следующим
практическим аспектам: методикам расчета режимов работы драйве-
ров, выбору оптимального устройства управления затвором, а также
вопросам моделирования силовых ключей

2.1. Проблема Выбора
На сегодняшний день в мире существует большое количество компаний, предлагающих готовые драйверы MOSFET/IGBT, и вряд ли без особой нужды стоит заниматься разработ-
кой собственной схемы управления. Основной проблемой остается определение правильных критериев выбора, поиск устройства, оптимально удовлетворяющего конкретным требованиям. Главной задачей, решаемой драйвером IGBT, является преобразование сла-
боточного логического сигнала контроллера в сигнал управления, мощности которого должно хватать для быстрого перезаряда емкостей изолированного затвора. Кроме того, поскольку силовые ключи работают при напряжениях, существенно превышающих потенциа-
лы сигналов контроллера, устройство управления должно осуществлять высоковольтный сдвиг уровня или гальваническую изоляцию входных импульсов управления и затворных напряжений.
При выборе схемы необходимо обращать внимание на такие качества как функциональная полнота и гибкость, простота и надежность. В условиях современного рынка силовой электроники только хороший баланс указанных факторов в сочетании с привлекатель-
ной ценой может сделать драйвер конкурентоспособным.
В настоящее время устройства управления изолированным затвором MOSFET/IGBT выпускаются рядом фирм, самыми известными из которых на российском рынке являются IXYS, Motorola, Agilent, International Rectifier, CT-Concept, SEMIKRON. Перечень основных производителей, некоторые популярные типы схем и область их применения показаны на рисунке 9.

Рис. 9. Основные производители и области применения драйверов
При выборе конкретного типа драйвера, прежде всего, необходимо определиться со следующими требованиями:
– мощность преобразователя, рабочий ток силовых ключей;
– конфигурация схемы (одиночный ключ, чоппер, полумост, 3-фазный мост и т.д.);
– требуемые функции защиты и мониторинга;
– необходимость гальванической развязки, напряжение изоляции, стойкость к dv/dt.
Последний из указанных параметров является одним из самых важных, поскольку он во многом определяет надежность работы преобразовательного устройства и его безопасность для обслуживающего персонала. Драйверы, не имеющие гальванической изоляции, в основном предназначены для эксплуатации в диапазоне малых мощностей.
Как правило, это 0,37…3,7 кВт. Хорошо известная в России компания International Rectifier выпускает широкий ряд интегральных схем для подобных применений.
Драйверы IR имеют большой выбор конфигураций, их функциональные возможности перекрывают практически все потребности маломощных применений [4].
Однако подобные устройства, использующие полупроводниковые переходы для высоковольтного сдвига уровня, имеют очевидный недостаток — возможность защелкивания в предельных режимах эксплуатации. Несмотря на технологические улучшения, достигнутые в последние годы, полностью устранить этот эффект пока не удалось. В этой
связи большой интерес представляют интегральные драйверы, разрабатываемые компанией SEMIKRON на основе технологии SOI (Silicon On Insulator) [3]. У этих компонентов полностью подавлена паразитная триггерная структура, приводящая к защелкиванию, они обладают гораздо более высокой стойкостью к наведенным напряжениям обеих полярностей.
В области мощностей до десятков киловатт большой популярностью пользуются интегральные схемы компании Agilent, имеющие гальваническую развязку с помощью оптического барьера и способные формировать двуполярный выходной сигнал. Этим драйверам посвящено достаточно много публикаций и мы не будем останавливаться на
них подробно.
В рамках статьи наибольший интерес представляют высокотехнологичные устройства управления, предназначенные для работы в диапазоне средних и высоких мощностей (до единиц мегаватт), где вопросы надежности стоят наиболее остро. Именно на примере
подобных преобразователей лучше всего проанализировать методы расчета параметров и оптимального выбора, тем более что данные методики являются самыми универсальными.
Если говорить о наиболее полном балансе потребительских качеств в области мощных применений, то в первую очередь следует рассматривать продукцию трех компаний:
CT-Concept, EUPEC/Infineon и SEMIKRON. Только в драйверах, разработанных этими фир-
мами, в качестве обязательной функции присутствует гальваническая развязка сигналов управления, только они имеют в своем составе встроенный изолирующий DC/DC-преобразователь.
Практически все модули высокой мощности, предлагаемые ведущими игроками на рынке силовой электроники (Mitsubishi, EUPEC/Infineon, SEMIKRON), управляются драйверами указанных производителей.
Основными параметрами, на основании которых производится выбор устройства управления, являются пиковое значение выходного тока и допустимая рассеиваемая мощность.

2.2. Пиковый Ток и Мощность Драйвера
Как было указано в первой части статьи, ток, необходимый для коммутации входных емкостей затвора IG, определяется величиной заряда затвора QG управляемого транзистора по формуле
IG = IGE + IGC = QG/tsw,
где IGE и IъGC — токи заряда входной CGE и обратной CGC емкости,
tsw — время переключения.
Очень важно, чтобы драйвер был способен обеспечить пиковый ток, равный или превышающий расчетное значение. В противном случае уровень динамических потерь может оказаться недопустимо высоким. Кроме того, при недостаточном токе выключения
появляется возможность ложного срабатывания транзистора из-за эффекта Миллера.
При выборе резистора затвора RG необходимо учесть, что его номинал должен быть больше минимально допустимого значения для данного драйвера. Необходимо также принять во внимание, что амплитуда тока управления ограничивается суммарным сопротив-
лением цепи управления, включающим резистор затвора RG и внутренний резистор R_Gint, который, как правило, устанавливается в мощных модулях IGBT при параллельном соединении нескольких кристаллов:

I_Gpeak = (V_Gon — V_Goff)/(R_G + R_Gint)

Мощность, рассеваемая схемой управления, является функцией частоты коммутации и энергии, необходимой для перезаряда затвора. Значение энергии можно определить графически как произведение приращения напряжения на суммарный заряд затвора (площадь
прямоугольника на рисунке 3в в первой части статьи):
E = ∆Q × ∆U.
Например, для модуля SKM400GB126D, характеристика затвора которого показана на рисунке 2б (см. первую часть статьи), энергия, необходимая на один период коммута-
ции, Е = 2500 нКл × 22 В = 55 мкДж.
Рассеваемая драйвером мощность определяется следующим образом:

Рd = E × fsw = ∆Q × ∆U × fsw.

Например, при частоте ШИМ fsw = 10 кГц в рассматриваемом случае на выходных каскадах драйвера будет рассеиваться около 0,55 Вт. При использовании методики вычислений, основанной на значении Cies, формула для Рd имеет следующий вид:

Pd = kC × Cies × (VG(on) — VG(off))2 × fsw.

Средний выходной ток схемы управления Ioutav зависит от мощности и размаха напряжения затвора: I_outav = Pd/∆U. Для определения суммарного потребляемого тока к найденному значению необходимо добавить ток покоя. Допустимое среднее значение тока (или мощности) драйвера всегда должно быть больше расчетной величины.
При выборе схемы управления следует обратить внимание на суммарную емкость в цепи питания выходного каскада — она должна обладать достаточной энергией для управления IGBT.
В документации на драйверы SEMIKRON указывается максимальная величина заряда, который схема может обеспечить за импульс управления.

Программа DriverSel
Несмотря на относительную простоту приведенных методик, неоценимую помощь при проектировании преобразователя могло бы оказать специализированное средство расче-
та, производящее вычисление необходимых характеристик драйвера.
Программа DriverSel, разработанная компанией SEMIKRON, и доступная на сайте www.semikron.com, позволяет не только определить все необходимые параметры цепи управления, но и выбрать конкретный тип устройства для заданных режимов работы.
При вычислениях используются приведенные в статье методики и выражения. Работа с DriverSel доступна специалисту любой квалификации. Важно отметить, что программа способна проводить анализ не только для модулей SEMIKRON, полная номенклатура кото-
рых имеется в базе данных, но и для IGBT других производителей.

На рисунке 10 показано рабочее поле DriverSel, состоящее из трех частей:
-меню ввода данных (Enter Application Parameters),
-результатов расчетов (Calculated Results)
-таблицы типов драйверов, рекомендуемых для заданных режимов работы (Suggestion of
SEMIKRON IGBT Driver).

Рис. 10. Рабочее поле программы DriverSel
Для расчета используются следующие исходные данные:
1. Тип модуля (IGBT Module — в данном случае SEMiX 653GD176HDc). При этом программа получает из базы данных информацию о заряде затвора QG, рабочем напряжении и конфигурации модуля.
2. Количество параллельно соединенных модулей (Number of parallel IGBT modules). Это число позволяет определить суммарный заряд затвора, на основании чего производится расчет мощности, рассеиваемой драйвером.
3. Рабочая частота (Switching frequency fsw). Эта информация также необходима для определения рассеиваемой мощности.
4. Номинал резистора затвора (Gate resistor).
В первом случае не обязательно указывается тип модуля, производимого SEMIKRON. Если выбрать режим User Defined Module Parameters (параметры модуля, определяемые пользователем), то появится дополнительное меню, состоящее из следующих трех окон (см. правую часть рисунка).
1.1. Gate charge per module (заряд затвора модуля в мкКл);
1.2. Collector — Emitter Voltage (напряжение коллектор-эмиттер);
1.3. Number of switches per module (количество ключей в модуле: 1 — одиночный ключ; 2 — полумост; 6 — 3-фазный мост; 7 — 3-фазный мост с тормозным чоппером).
Для корректной работы DriverSel требуется указать два значения заряда
затвора: при напряжении открывания транзистора 15 В и напряжении запирания –8 В.
Величина резистора затвора RG необходима для вычисления пикового тока управления. Полученные данные используются при выборе соответствующего драйвера. Если номиналы
резисторов режимов включения и выключения RGon/RGof f различаются, то следует использовать меньший из них. Рекомендуемое минимальное значение RGmin отображается в результатах расчетов.
Введя требуемые данные, можно получить отчет (Suggestion for SEMIKRON IGBT driver) в виде, представленном в нижней части рисунка:
– Number of Drivers — необходимое для данного модуля количество схем управления (в показанном случае 3 полумостовых драйвера для 3-фазного модуля);
– IoutPEAK — пиковое значение тока управления;
– IoutAVmax, RGmin, VS — справочные значения среднего тока, минимального резистора затвора и напряжения питания для драйвера данного типа.
Программа выдает сообщение A suitable driver could not be found («Невозможно подобрать драйвер»), если для заданных условий не удается корректно выбрать устройство управления. Это может быть в случае, если суммарный заряд затвора оказыва-
ется недопустимо высоким (большое количество параллельно соединенных модулей), слишком велика частота коммутации или указанное в графе Applied Gate Resistor сопротивление меньше минимально возможного значения.

Моделирование Характеристик Затвора
Схемотехническое моделирование силовых каскадов является эффективным средством, позволяющим наглядно увидеть и проанализировать процессы, происходящие в ключах, без больших финансовых затрат и риска повреждения дорогостоящей техники. Однако прежде
чем заняться компьютерным анализом схемы, необходимо четко представить себе цель моделирования. Следует также понимать, что точность полученных результатов непосредственно зависит от достоверности используемых математических моделей компонентов, в первую очередь IGBT и антипараллельных диодов, а также от умения пользователя оценивать паразитные распределенные параметры схемы.
Автор статьи убежден, что схемотехническое моделирование не следует применять для вычисления мощности потерь и теплового расчета. Анализ тепловых характеристик, лежащий в основе разработки мощных преобразовательных устройств, должен производиться только с использованием специализированного программного обеспечения. Такие программы выпускаются ведущими производителями силовых модулей: SEMIKRON (SemiSel), Mitsubishi (MelcoSim), EUPEC (IPOSIM), и только они гарантируют высокую
точность результатов, т.к. работают с тепловыми моделями, созданными самими производителями компонентов. В первую очередь сказанное справедливо для режима жесткого переключения (Hard Switching Mode), используемого, например, в приводах.
При работе в нестандартных режимах коммутации, например резонансном, для которого программы теплового расчета неприменимы, компьютерный анализ позволяет определить мощность рассеяния.
При моделировании на системном уровне, когда силовой каскад является функциональным узлом устройства (например, инвертором в следящей системе), вместо IGBT лучше использовать ключи, управляемые напряжением. Такие компоненты входят в состав
библиотек PSPICE, для них задается напряжение включения/выключения и сопротивление в открытом и закрытом состоянии. Используя релейные элементы вместо сложных моделей, вы ничего не потеряете, тогда как скорость расчета повысится на порядок.
По нашему глубокому убеждению, достоверные модели силовых ключей требуются в первую очередь специалистам, занимающимся разработкой устройств управления или анализом
режимов, происходящих в затворных цепях. При проектировании драйвера необходимо иметь возможность исследовать процесс коммутации изолированного затвора с учетом
всех его характеристик. Только тогда вопрос о совместимости выходного каскада драйвера и входа управления транзистора можно решить однозначно.
В последних версиях программ моделирования, работающих на языке SPICE, можно найти достаточно большое количество моделей IGBT и MOSFET, предлагаемых International Rectifier, APT (Advanced Power Technology), EUPEC, Mitsubishi, IXYS, Toshiba. Над их созданием идет постоянная работа, и обновленные библиотеки можно найти на сайтах некоторых фирм-производителей. Однако математические образы транзисторов делаются живыми людьми, и ошибки в них встречаются довольно часто. Кроме того, разработчики моделей не несут ответственности за их качество и всегда предупреждают об этом пользователей. По этой причине специалисту, занимающемуся моделированием, необходимо уметь оценивать достоверность модели и исправлять имеющиеся несоответствия. Грамотный
инженер также должен хорошо понимать, какие из характеристик необходимы для работы, а какие являются избыточными.
Очевидно, что характеристики затвора во многом влияют на поведение силовых ключей в динамических режимах и определяют требования к драйверу. От свойств «биполярной составляющей» IGBT зависит напряжение насыщения и длительность фронтов выходного сиг-
нала.
Для оценки параметров модели используется классический метод, описанный в первой части статьи и основанный на анализе характеристики затвора QG = f(VG), которая является наиболее комплексным критерием качества входной цепи, т.к. ее вид определяется значениями всех паразитных емкостей IGBT. Напомним, что входная емкость CGE задает длительность и наклон первой и третьей части характеристики затвора,
а продолжительность горизонтального участка («плато Миллера») зависит от величины CGC (см. рис. 2 в первой части статьи).
Поскольку заряд является произведением тока на время: QG = IG × t, при питании цепи затвора от источника стабильного тока IG величина QG изменяется пропорционально
времени, как и напряжение затвора VG. Используя IG как масштабный коэффициент и задав его единичное значение, мы получим градуировку по оси абсцисс, соответствующую заряду затвора в Кл.
Для измерений используется стандартная тестовая схема (см. рис. 3а), в которой IGBT-транзистор открывается от источника тока IG = 1 А при нормированном напряжении на коллекторе (VCC = 800 В). Как было указано выше, время на горизонтальной оси численно
оказывается равным заряду затвора.


Рис. 11. а) и б) — характеристика затвора (моделирование, справочные данные); в) и г) — зависимость VCE = f(IC) (моделирование, справочные данные)

На рисунках 11а и 11б представлены эпюры, полученные при тестировании модели
BSM200GA120DN из библиотеки OrCAD,и нормированная характеристика затвора модуля. Графики демонстрируют, что«виртуальная» и справочная характеристики отличаются углом наклона и уровнем «плато Миллера» VG(pl): для модели оно примерно на 2 В ниже справочного значения.
Протестируем еще один важный параметр IGBT — зависимость напряжения насыщения VCEsat от тока IC. Для этого на коллектор открытого транзистора через резистор RL (например, 1 Ом) подается линейно возрастающее напряжение (например, 0…400 В). Это напряжение изменяется таким образом, чтобы ток коллектора увеличивался от минимального до максимального значения (0…400 А) в соответствии с графиком,
приведенным в технических характеристиках). Для удобства сопоставления графиков время нарастания напряжения на коллекторе выберем численно совпадающим с током (в нашем случае 400 мкс). Произведя моделирование при различных значениях напряжения затвора, можно получить семейство кривых, аналогичных тем, которые приводятся в
спецификации. При сравнении результатов необходимо поменять местами оси координат, так чтобы напряжение насыщения и ток коллектора располагались, соответственно, по горизонтали и вертикали. Полученные кривые для двух значений VGЕ приведены на рисун-
ке 11в.
Подавая на затвор импульсы управления, можно протестировать динамические свойства ключа: время нарастания и спада сигнала, время задержки и т.д.
Приведенные данные позволяют сделать вывод о достаточно высокой степени соответствия параметров модели реальным характеристикам модуля. Однако такое совпадение является скорее исключением, чем правилом, и тестировать стоит любую модель. В противном случае невозможно быть уверенным в достоверности результатов дальнейших исследований. Даже отмеченная выше разница в напряжении VG(pl) может привести к ошибкам при анализе. Кроме того, при желании использовать модель транзистора, отсутствующую в библиотеке, гораздо проще сделать это на базе существующего математического образа. Как правило, разработка собственной модели занимает гораздо меньше времени, чем ее поиск в интернете. Такую возможность предоставляет подпрограмма Model Editor, входящая в пакет OrCAD. С ее помощью можно изменить параметры существующей модели, а также создать новый элемент и сохранить его в библиотеке.
Для коррекции характеристик или разработки новой модели IGBT служат четыре пункта меню:
– fall time — параметры выключения транзистора;
– transfer characteristic — параметры переходной характеристики;
– saturation — параметры режима насыщения;
– gate charge — характеристика затвора.
Поскольку эта статья посвящена анализу процессов, происходящих в цепи управления IGBT, рассмотрим последнюю из представленных возможностей.

Рис. 12. Окно Gate Charge программы Model Editor
На рисунке 12 показано окно Gate Charge программы Model Editor, предназначенное для настройки характеристик затвора. На данном этапе пользователь может ввести конкретные значения в соответствующие строки меню, где указаны величины заряда паразитных емкостей затвора Qge, Qgc, Qg. Любые параметры IGBT можно настроить непо-
средственно, изменяя свойства модели, например такие как:
– TAU (с) — время жизни носителей в области базы;
– KP (А/В2) — прямая проводимость MOSFET-структуры;
– AREA (м2) — активная площадь перехода;
– AGD (см2) — внутренняя площадь перехода затвор-сток MOSFET структуры;
– WB (м) — ширина области базы.
Обилие и кажущаяся сложность этих параметров не должны пугать работающих с программой специалистов.
Физический смысл каждого из них подробно описан во встроенной справочной системе. Потратив немного времени, можно понять влияние каждой на характеристику затвора и научиться приводить ее в полное соответствие со справочными значениями.
Скорректировать зависимость напряжения насыщения VCEsat коллектор-эмиттер от тока коллектора IC можно с помощью команд меню Saturation. Для аппроксимации этой характеристики достаточно указать в таблице несколько пар точек VCEsat = f(IC). Аналогичная таблица используется и в окне Transfer Characteristic, где для изменения вида переходной характеристики Ic = f(Vge) необходимо ввести несколько пар значений напряжения затвора и соответствующего тока коллектора. Меню Fall Time позволяет настроить время выключения IGBT, а также изменить длительность и величину «хвостового тока».

SKYPER 32 — Ядро Схемы Управления IGBT
На рисунке 13 показана упрощенная функциональная схема и внешний вид изолирующего полумостового драйвера затвора SKYPER 32PRO [6], на примере которого мы рассмотрим основные концепции, используемые при проектировании современных устройств управления мощными IGBT-модулями. Модуль SKYPER 32 является конструктивным «ядром», основой для построения серии драйверов широкого применения. Он содержит набор базовых узлов,
необходимых в большинстве практических применений: блок обработки сигнала с изолированным интерфейсом, устройство защиты, выходные каскады управления затворами и изолирующий DC/DC-преобразователь.

Рис. 13. Функциональная схема драйвера SKYPER 32PRO
Связь ядра с силовым модулем осуществляется с помощью платы адаптера, осуществляющей механический и электрический интерфейс. На плате адаптера устанавливаются компоненты, являющиеся специфическими для конкретного применения, например резисторы затвора и элементы, необходимые для регулировки чувствительности схемы защиты. Данное техническое решение обеспечивает простое недорогое и надежное решение для большинства практических применений.
Основные технические характеристики устройств серии SKYPER 32 следующие:
– два канала управления;
– встроенный DC/DC-преобразователь;
– гальваническая изоляция сигналов управления с помощью импульсных трансформаторов;
– выходной ток (пиковый) — 15 A;
– заряд затвора управляемого транзистора — до 6,3 мКл;
– рабочая частота — до 50 кГц;
– напряжение изоляции — 4 кВ;
– виды защиты: DESAT, UVLO, перегрев, подавление коротких импульсов, программируемое время tdt.
Для работы SKYPER 32 требуется один источник напряжения 15 В; двуполярное
напряжение 15/–8 В, необходимое для питания выходных каскадов, генерируется
встроенным DC/DC-преобразователем. Развязка входных логических сигналов (уровень напряжения управления — CMOS) осуществляется с помощью импульсных трансформаторов,
обеспечивающих 4-кВ напряжение изоляции вход-выход. Передача сигналов управления с помощью трансформаторов, использование двунаправленных импульсных фильтров обеспечивает драйверу высокий иммунитет к наведенным со стороны выхода импульсным
перенапряжениям со скоростью нарастания до 50 кВ/мкс.
Отключение силовых транзисторов по выходу из насыщения DESAT (от англ. Desaturation) является наиболее известным и распространенным способом защиты. Контроль напряжения VCEsat позволяет выявить перегрузку по току, вызванную замыканием нагрузки, пробоем выхода на корпус или сквозным током при открывании (или пробое оппозитного транзистора). Данный метод обеспечивает достаточное быстродействие, защиту от электромагнитных помех (в отличие от применения индукционных датчиков тока), он не приводит к дополнительным потерям мощности в отличие от схем защиты с использованием
резистивных шунтов.
Особенностью работы системы DESAT драйвера SKYPER 32 является использование динамического опорного напряжения VCEref, а сама идеология защиты, заложенная в устройстве, носит название DSCP (Dynamic Short Circuit Protection). Характер изменения опорного напряжения, согласованный с кривой спада напряжения коллектор–эмиттер позволяет сократить время реакции (уменьшить Tbl) и снизить риск ложных
срабатываний. Последнее свойство является чрезвычайно важным в связи с массовым переходом на тонкопленочные технологии IGBT и связанным с этим уменьшением допустимого времени КЗ (Shirt Circuit Rated Time).
Все основные функции SKYPER 32 выполняются микросхемой ASIC (Application Specific Integrated Circuit) SKIC 2001, разработанной и выпускаемой SEMIKRON для драйверов и интеллектуальных силовых модулей последних поколений. Благодаря использованию
специализированной интегральной схемы, количество дискретных компонентов на плате SKYPER 32 сведено к минимуму. Простота топологии и небольшое количество элементов обеспечивают высокую надежность и снижение стоимости устройства.
Режим плавного отключения транзисторов при срабатывании защиты (в англоязычной литературе он называется SSD — Soft Shut Down или Soft Turn-off) необходим в тех случаях, когда из-за наличия распределенных индуктивностей силовых шин уровень перенапряжения при мгновенном отключении транзисторов оказывается недопустимо
высоким. Значение перенапряжения dV определяется величиной индуктивности шины Ls и скоростью изменения тока при отключении di/dt: dV = Ls × di/dt. Режим SSD позволяет уменьшить скорость выключения, что достигается с помощью дополнительного резистора затвора.
Драйвер SKYPER 32PRO осуществляет мониторинг первичных и вторичных напряжений питания (UVLO — Under Voltage LockOut), что позволяет исключить переход силового ключа в линейный режим. В схеме предусмотрена регулировка времени задержки пере-
ключения транзисторов полумоста tdt и возможность отключения функции блокировки при подаче двух отпирающих напряжений (interlock).
SKYPER 32PRO отключает выходные транзисторы при подаче логического сигнала на вход PWR_FAIL, при падении напряжений питания ниже порогового значения (UVLO), а также при срабатывании защиты от перегрузки DESAT или перегреве силового модуля. При
этом выход индикации неисправности HALT_OUT принимает значение логической единицы. Одновременно запускается таймер драйвера, формирующий импульс длительностью 3 с. Если после этого времени не обнаруживается никаких аварийных ситуаций и входы TOP
и BOT имеют низкий уровень, драйвер вновь готов к работе. Такая логика удобна для организации автоматического перезапуска системы. В настоящее время в разработке находится новая версия драйвера SKYPER 52 с последовательным интерфейсом, позволяющим
определить конкретный вид неисправности.

Заключение
Понимание процессов, происходящих при коммутации изолированных затворов силовых ключей, необходимо специалистам, работающим в области силовой преобразовательной техники. Драйвер MOSFET/IGBT, являющийся одним из ключевых узлов преобразовательного устройства, во многом определяет его технические характеристики, надежность и электромагнитную совместимость. Без умения анализировать влияние параметров схемы управления на работу преобразователя и вырабатывать требования к ней, невозможно
разобраться в огромной номенклатуре драйверов, предлагаемых промышленностью.
Неоценимую помощь разработчикам при расчете режимов и выборе схемы может оказать программа DriverSel, разработанная компанией SEMIKRON.
DriverSel является простым и эффективным средством, позволяющим подобрать соответствующий драйвер исходя из условий эксплуатации и конфигурации силового модуля. Работа с DriverSel возможна в автономном режиме, файл доступен на сайте SEMIKRON.
Данное вычислительное средство также является составной частью хорошо известной разработчикам программы теплового расчета SemiSel, где выбор схемы управления является одним из этапов проектирования. Пользоваться программой, которая снабжена пояснениями по всем пунктам меню, предельно просто. Для работы требуется минимальная информация о типе силового модуля, частоте переключения и величине резистора затвора.
Гораздо более сложным, но и более информативным является анализ коммутационных режимов силовых ключей с помощью средств схемотехнического моделирования, к которым относится PSPICE. В большинстве случаев разработчик может использовать модели IGBT,
имеющиеся во встроенных библиотеках.
Однако необходимо учитывать, что по ряду параметров характеристики PSPICE-моделей имеют серьезные расхождения со значениями, приведенными в спецификациях. Пользователь должен представлять себе, к чему могут привести такие отклонения, и уметь делать соответствующие коррективы. Ответственность за последствия в любом случае, как и всегда, будет лежать на разработчике.
Литература
1. Markus Hermwille. IGBT Driver Calculation, Application Note AN-7004//SEMIKRON
INTERNATIONAL GmbH, 2007.
2. Markus Hermwille. Gate Resistor — Principles and Applications, Application Note AN-7003//SEMIKRON INTERNATIONAL GmbH, 2007.
3. M. Roßberg, B. Vogler, R. Herzer, 600V SOI Gate Driver IC with Advanced Level Shifter Concepts for Medium and High Power Applications. SEMIKRON Elektronik GmbH.
4. Колпаков А.И. Характеристики и особенности применения драйверов MOSFET и IGBT//Компоненты и технологии №3, 2003 г.
5. Колпаков А.И. Программа теплового расчета SemiSel//Компоненты и технологии
№9, 2002 г.
6. Колпаков А.И. Характеристики и особенности применения драйверов MOSFET/IGBT. //Компоненты и технологии №3, 2003 г.
7. Колпаков А.И. SEMIDRIVER — драйверы на все случаи жизни//Компоненты и технологии»
№6, 2004 г.
8. Колпаков А.И. SEMiX + SKYPER = адаптивный интеллектуальный модуль IGBT.//
Силовая электроника №1, 2005 г.

Уважаемые читатели! При публикации статьи Маркуса Хермвиля и Андрея
Колпакова «Управление изолированным затвором. Часть 1» в ЭК6 было допущено
несколько ошибок: имя автора на с. 43 следует читать как Markus; на с. 47, ст. 1, вместо Сiss должно быть Cies; на с. 47, ст. 2, токи заряда входной и обратной емкости должны обозначаться как ige и igc соответственно, а вместо tsw следует читать tsw. Приносим свои извинения.
Technorati Tag IGBT Skyper SEMIX IGBT Semikron SemiSel DriverSel