IGBT модуль и перенапряжения : Mitsubishi

"Навозну кучу разрывая...." В архивных залежах обнаружен файл перевода
"Mitsubishi. 3rd Generation IGBT and Intelligent Power Modules.
Application Manual"
"Руководство по применению биполярных транзисторов
с изолированным затвором (IGBT) и “разумных” силовых модулей (IPM)
третьего поколения."
Пер. с англ. языка под. ред. В.А. Павловского.
Перевод Г.В. Болотовой.
Техн. ред. Г.А. Новиньков.
Киев, 1997 г.
Это ж сколько лет прошло!
Приводим рекомендации по защите от перенапряжений из этого источника:

2.2. Проектирование силовой цепи
2.2.1. Всплеск напряжения при выключении
Это перенапряжение, которое возникает, когда при выключении IGBT ток через него прерывается. Для исследования этого процесса рассмотрим полумостовую схему с индуктивной нагрузкой, показанную на рис. 2.1., и осциллограмму на рис. 2.2.

Рис. 2.1. Полумостовая схема с паразитной индуктивностью
шины электропитания
1 - рекуперационный диод
2 - нагрузка
3 - управление затвором

На схеме рис.2.1. на верхний IGBT подано запирающее напряжение, а нижнее устройство включается и выключается последовательностью импульсов. Каждый
раз при включении нижнего устройства ток в индуктивной нагрузке (IL) будет увеличиваться. При выключении нижнего устройства ток в индуктивной нагрузке не может измениться мгновенно. Он должен протекать через рекуперационный диод верхнего устройства. Когда нижнее устройство переходит во включенное состояние, ток нагрузки будет переключаться обратно в нижнее устройство и начнет снова
инейно возрастать. Если бы схема была идеальной и не имела паразитной индуктивности, напряжение через нижнее устройство (VC2E2) при выключении увеличивалось бы до превышения над напряжением шины электропитания (VСС) на величину падения напряжения на одном диоде. Затем рекуперационный диод верхнего устройства остановит дальнейшее увеличение напряжения. К сожалению, реальные силовые цепи имеют паразитную индуктивность рассеяния.
На рис. 2.1. катушка индуктивности (Lp) подсоединена к полумостовой схеме для
имитации влияния паразитной индуктивности шины. При выключении нижнего устройства индуктивность Lp препятствует коммутации тока нагрузки к рекуперационному устройству верхнего устройства. На катушке Lp появляется напряжение (Vp) равное Lp * di/dt, противодействуя увеличению тока в шине. Полярность этого напряжения та-
кова, что оно добавляется к постоянному напряжению шины и появляется на нижнем IGBT в виде всплеска напряжения. В некоторых случаях всплеск напряжения может превысить регламентированное напряжение VCES для IGBT и вызвать его выход из строя. В реальных применениях паразитная индуктивность (Lp) распределена вдоль силовой
цепи, но ее влияние подобно описанному выше.

Рис. 2.2. Осциллограммы переключений полумостовой схемы

2.2.2. Всплеск при восстановлении рекуперационного диода
При восстановлении рекуперационного диода может возникнуть перенапряжение, подобное перенапряжению при выключении IGBT. Предположим, что нижний IGBT на рис. 2.1. выключен и что ток нагрузки (IL) протекает через рекуперационный диод верхнего IGBT. При включении нижнего устройства ток через рекуперационный диод
верхнего устройства (IFWD) уменьшается, т.к. ток нагрузки начинает протекать через нижнее устройство, и становится отрицательным в течение обратного восстановления рекуперационного диода. Когда рекуперационный диод восстанавливается, ток в шине быстро уменьшается до нуля. Данная ситуация подобна процессу выключения, опи-
санному в разделе 2.2.1. Паразитная индуктивность шины (Lp) вызывает перенапряжение, равное Lp * di/dt, противодействуя уменьшению тока. В этом случае скорость изменения тока di/dt относится к характеристике восстановления рекуперационного диода. Некоторые быстровосстанавливающиеся диоды могут развивать чрезвычайно высокие скорости di/dt восстановления, когда они “жестко” восстанав-
иваются при быстром включении нижнего IGBT. Эти условия, обычно относящиеся к “мгновенному” восстановлению, могут вызвать очень высокие переходные напряжения.

2.2.4. Снижение индуктивности силовой цепи
Энергия, вызывающая переходные напряжения в силовых цепях IGBT, пропорциональна 1/2 Lpi² . Здесь Lp - паразитная индуктивность шины и i - рабочий ток. Важно помнить, что эта энергия пропорциональна квадрату рабочего тока. Следовательно, для устройств с большим током требуется малая индуктивность силовой цепи.
Это представляет проблему для разработчиков схем IGBT, потому что физические размеры и тепловые характеристики этих устройств диктуют необходимость применять в силовой цепи соединения длинными проводниками. В обычной силовой шине эти длинные выводы означают большую паразитную индуктивность, сильно усложняя проек-
тирование снаббера. Для получения малой индуктивности шины в случае больших токов требуется специальная конструкция шины. Например слоистые шины, состоящие из чередующихся медных пластин и изоляционных слоев, могут быть сконструированы с очень низкой индуктивностью. В этих шинах широкие пластины, разделенные изолиру-
ющими слоями, используются для положительного и отрицательного выводов. Широкие пластины значительно уменьшают паразитную индуктивность в силовой цепи. Для получения минимально возможной индуктивности шины применяют широкие положительные и отрицательные пластины силовой шины для соединения IGBT с батареей конденсаторов силового выпрямителя.
На рис. 2.4. показано в разрезе плечо инвертора, сконструированного с использованием слоистой шины. В этой конструкции индуктивность соединения между выводами Е1 и С2 минимизирована путем использования еще одной широкой пластины.
На рис. 2.5. показан пример монтажа большого трехфазного инвертора.
На этом рисунке также показана большая плата для последовательного соединения конденсаторов силового выпрямителя при напряжении 460 В переменного тока.

Рис. 2.4. Вид в разрезе силовой шины слоистой конструкции
1 - печатная плата со схемой управления затвором;
2 - к конденсаторам силового выпрямителя;
3 - печатный монтаж снаббера;
4 - медная прокладка;
5 - толщина пластин силовых шин для наглядности увеличена
с целью показать детали;
6 - соединение выводов Е1 и С2;
7 - изолирующие слои;
8 - шина (+);
9 - шина (-).

2.3. Проектирование снаббера
Цепи снаббера (демпфирующие цепи) обычно используются для уменьшения всплесков напряжения при выключении транзистора и восстановлении рекуперационного диода. В некоторых случаях цепи снаббера используются в силовых устройствах для снижения потерь при переключениях. Общие рекомендации для снабберов дать невозможно, потому что тип требуемого снаббера и значения компонентов в большой степени зависят от монтажа силовой цепи. Кроме того, при выборе лучшего снаббера для конкретного применения должны учитываться такие факторы, как стоимость и рабочая частота.
Функция снабберов IGBT отличается от снабберов классических биполярных транзисторов в двух моментах. Во-первых, IGBT Н-серий имеют большую область безопасной работы при переключениях. Данный снаббер не требует защиты от нарушений размеров RBSOA, как это было с дарлингтоновскими транзисторами. Для такого снаббера необходимо только управлять переходными напряжениями. Во-вторых, IGBT
часто работают при значительно более высоких частотах, чем дарингтоновские транзисторы. При этом снабберы, которые разряжаются через данное устройство в каждом цикле переключения, рассеивают чересчур большую мощность.

Рис. 2.5. Пример монтажа мощного трехфазного инвертора
1 - (+) и (-) - “сандвич” силовой шины;
2 - верхние пластины с выходными выводами;
3 - модуль IGBT;
4 - печатная плата для драйверов верхнего плеча;
5 - печатная плата для драйверов нижнего плеча;
6 - конденсаторы силового выпрямителя;
7 - верхняя плата для последовательного соединения конденса-
торов силового выпрямителя при напряжении 460 В перемен-
ного тока.

2.3.1. Типы снабберов
На рис. 2.6. представлены три типовых схемы снабберов для IGBT. Схема снаббера “А” состоит из одного конденсатора с низкой индуктивностью, соединенного между С1 и Е2 на маленьком модуле IGBT или между P и N на сборке из шести модулей. В маломощных схемах снаббер этого типа часто обеспечивает эффективный и недорогой метод управления переходными напряжениями. При увеличении уровней мощности снаббер “А” вместе с паразитной индуктивностью силовой шины может генерировать колебания. В снаббере “В” эта проблема решается путем применения быстро восстанавливающегося диода для подавления переходного напряжения и блокировки осцилляций. Постоянная времени RC снаббера “В” должна составлять прибли-
зительно 1/3 часть периода переключений ( = Т/3 = 1/3 f). Для больших IGBT, работающих при высоких уровнях мощности, паразитная индуктивность контура снаббера “В” становится чересчур большой для эффективного управления переходными напряжениями. В таких случаях при больших токах обычно используется снаббер типа “С”.
Данный снаббер работает подобно снабберу типа “В”, но имеет более низкую индуктивность контура, т.к. подключен непосредственно к коллектору и эмиттеру каждого IGBT. В цепях IGBT с очень высокой мощностью часто полезно применять малые RCD - снабберы в соединении с сетевым снаббером “С”, чтобы облегчить подавление паразитных осцилляций в контуре сетевого снаббера.
В схемах с очень высокой мощностью может быть полезным сочетание типов А и С с целью снизить перегрузки диода снаббера.

Рис. 2.6. Типовые схемы снабберов IGBT

2.3.2. Влияние паразитной индуктивности снаббера
На рис. 2.7. показана типичная осциллограмма напряжения на транзисторе при его выключении с использованием снаббера типа “С”, схема которого приведена на рис. 2.6. Начальный выброс напряжения (V1) вызван совместным воздействием паразитной индуктивности в цепи снаббера и процесса прямого восстановления диода
снаббера. Если в схеме снаббера используется быстродействующий диод, большая часть этого всплеска будет вызвана индуктивностью снаббера (Ls ). В этом случае мы можем вычислить величину V1 , используя уравнение 2.1.

V1=Ls x di/dt (2.1.)
где:
Ls - паразитная индуктивность снаббера;
di/dt - скорость изменения тока при выключении транзис-
тора или при восстановлении диода.
В типичной силовой цепи IGBT в самом неблагоприятном случае
di/dt будет приближаться к 0,02 А/нс  Ic. Если предельная величина V1 задана, производную di/dt можно использовать для опредеения максимально допустимой индуктивности снаббера. Например, предположим, что у нас есть силовая цепь с IGBT, которая будет работать при амплитуде тока 400 А, и что V1 должно быть ограничено до 100 В. Наихудший случай для di/dt - приблизительно:
di/dt = 0,02 А/нс  400 А = 8 А/нс
Решая уравнение 2.1 относительно Ls, получим:
Ls = V1 : di/dt = 100 В : 8 А/нс = 12,5 нГн
Из приведенных выше расчетов ясно, что для цепей IGBT с высокой мощностью требуется применять снабберы с очень низкой индуктивностью. По этой же причине снабберы должны располагаться в непосредственной близости от модулей IGBT. При проектировании снабберов должны учитываться паразитная индуктивность внутри кор-
пусов диодов снабберов и в выводах конденсаторов снабберов. Часто параллельно соединенные конденсаторы и диоды меньшего единичного номинала и размера создают меньшую индуктивность, чем одиночные компоненты большего размера. Проектирование силовой цепи IGBT с минимальной индуктивностью шины также поможет уменьшить Ls, т.к.
при этом в снаббере могут быть применены элементы с меньшими размерами, а значит с меньшей паразитной индуктивностью.

Рис.2.7. Типовая осциллограмма напряжения коллектор - эмит-
тер при выключении транзистора с использовании
снаббера

2.3.3. Влияние паразитной индуктивности шины
После начального всплеска (рис. 2.7.) переходное напряжение начинает расти снова, т.к. конденсатор снаббера заряжается. Ампитуда второго подъема (V2) зависит от емкости конденсатора снаббера и паразитной индуктивности шины. Для определения V2 мы можем применить закон сохранения энергии и получить уравнение 2.2.

1/2Lpi² = 1/2 cV2² (2.2)
Где:
Lp - паразитная индуктивность шины;
i - рабочий ток;
c - величина емкости конденсатора снаббера;
V2 - амплитуда второго подъема напряжения.
Если задано максимально допустимое напряжение V2 , то можно определить величину емкости конденсатора снаббера, которая будет требоваться для данной силовой цепи, решив уравнение 2.2. относительно С:
С = Lpi² : V2 (2.3)

2.3.4. Рекомендации для силовых цепей и снабберов
Анализ уравнения 2.3 показывает, что величина требуемой емкости прямо пропорциональна паразитной индуктивности шины. Следовательно, снижение этой индуктивности методами, описанными в разделе 2.2.4., позволяют снизить требуемую емкость снаббера.
Из уравнения 2.3 также видно, что величина С прямо пропорциональна квадрату выключаемого тока. Данный ток может быть очень высоким в течение короткого замыкания до тех пор, пока не начнут работать схемы ограничения тока, описанные в разделе 3.7.2. Параметры элементов снаббера приведенные в табл. 2.1, даны для слу-
чая, когда в силовой цепи IGBT будут протекать токи не более максимально допустимых.
Последним соображением, вытекающим из анализа выражения 2.3, является то, что величина емкости конденсатора снаббера обратно пропорциональна квадрату величины допустимого выброса напряжения сверх номинального напряжения силовой шины. Следовательно, уменьшение запаса между амплитудой всплеска напряжения и номинальным
или максимально допустимым напряжением VCES позволит существенно уменьшить требуемую величину емкости снаббера. Рекомендованные в табл. 2.1 параметры проектируемого снаббера базируются на выбросе напряжения 100 В и использовании уравнения 2.3. В табл. 2.1 представлены рекомендуемые индуктивности силовой шины постоянного тока. Эти величины выбраны с целью упростить конструирование
снаббера, эффективно управляющего переходным напряжением.
Предполагая, что заданная индуктивность силовой шины получена, можно выбрать тип снаббера и определить величину емкости конденсатора снаббера. В применениях, использующих тип модуля “шесть в одном” или “семь в одном” (сборка из шести или семи модулей) в качестве снаббера можно использовать один конденсатор с малой ин-
дуктивностью выводов, подключенный между P и N выводами ( как показано на рис. 2.6А). Аналогично, при сдвоенном типе модулей для управления переходным напряжением обычно достаточно конденсатора с малой индуктивностью выводов, подключенного между выводами С1 и E2. Обычно достаточно емкости около 1 мкФ на каждые 100 А тока
коллектора. Конденсатор должен быть пленочным полипропиленовым или с подобным диэлектриком, имеющим низкие потери, и его нужно располагать в непосредственной близости от выводов силового модуя. Суммарная индуктивность контура снаббера, включая внутреннюю индуктивность конденсаторов, должна быть сведена до минимума. Ес-
и в конкретном применении возникают паразитные осцилляции, можно применить снаббер, показанный на рис. 2.6В.
Для одиночных высокотоковых IGBT модулей одного развязывающего конденсатора обычно недостаточно для эффективного управления переходными напряжениями. В таком случае может быть использована RCD - цепь, показанная на рис. 2.6С. Этот снаббер управляет переходными напряжениями лучше, чем снабберы, показанные на рис.2.6В, т.к. он подавляет индуктивность противоположно расположенного модуля IGBT и соединения от Е1 к С2 из контура снаббера. Эта схема снаббера обычно сконструирована на небольшой печатной плате с использованием конденсаторов с аксиальными или радиальными вы-
водами, быстровосстанавливающихся диодов снаббера и силовых резисторов. Затем плата со схемой снаббера монтируется к силовым шинам непосредственно над модулем IGBT (см. рис. 2.8). Рекомендации по конденсаторам и диодам для снабберов этого типа представены в табл. 2.1.


Рис.2.8. Цепи снабберов для сборки из двух-, шести- и
семиэлементных модулей.
а) Модуль IGBT сдвоенного типа
b) Модуль IGBT типа “шесть в одном”